李珍平 王雪帆 陳 曦 孔 銘,2

無刷雙饋電機的雙饋與異步起動控制策略

李珍平1王雪帆1陳 曦1孔 銘1,2

（1. 強電磁工程與新技術國家重點實驗室（華中科技大學） 武漢 430074 2. 易事特集團股份有限公司 東莞 523808）

無刷雙饋電機是一種定子勵磁的雙電氣端口電機，與常規(guī)的異步電機、同步電機相比，具有多個自由度，運行方式靈活。在電機系統(tǒng)起動時，兩套電源需要先后投入使用。為了避免施加激勵時產(chǎn)生沖擊并獲得理想的輸出轉矩，應根據(jù)電機機械特性與應用工況選擇合適的起動方式。該文首先利用無刷雙饋電機的數(shù)學模型對其雙饋及異步運行模式下的轉矩特性進行分析；然后針對這兩種運行模式，分別提出了基于虛擬電阻的恒轉矩異步起動控制策略與基于定子控制繞組開路電壓跟蹤的雙饋起動控制策略；最后利用一臺30kW的樣機建立無刷雙饋變頻調速系統(tǒng)的實驗平臺，實驗結果驗證了所提雙饋與異步起動控制策略的可行性與有效性。

無刷雙饋電機 虛擬電阻 異步起動 恒轉矩 雙饋起動

0 引言

隨著電機結構與電力電子器件的發(fā)展，越來越多的研究者開始關注多電氣端口電機驅動系統(tǒng)[1-4]。其中，從級聯(lián)電機演化而來的無刷雙饋電機（Brush- less Doubly Fed Machine, BDFM）作為一種定子勵磁型感應電機，具有高可靠、間接控制與節(jié)省變頻器容量等優(yōu)點，在高低壓變頻調速[5-6]與變速恒頻發(fā)電領域[7-8]有著廣闊的應用前景。

圖1a所示為繞線轉子無刷雙饋電機的定轉子結構，電機定子上有兩套極對數(shù)不同的獨立繞組，分別稱為功率繞組與控制繞組，兩定子繞組產(chǎn)生的旋轉磁場可通過特殊設計的轉子繞組實現(xiàn)間接耦合。圖1b所示為基于無刷雙饋電機的變頻調速系統(tǒng)，采用兩象限變頻器可以滿足電機在超同步轉速區(qū)間的控制需求。變頻器僅需承擔系統(tǒng)的一部分功率，對于僅需要在有限范圍內進行調速的風機泵類負載而言，該系統(tǒng)具有明顯的優(yōu)勢。

圖1 無刷雙饋電機及其驅動系統(tǒng)拓撲結構

對該系統(tǒng)來說，首要解決的是如何控制電機轉速平穩(wěn)快速地由0上升至設定值。然而，關于無刷雙饋電機的控制策略研究，目前主要針對雙饋運行模式進行[9-10]，關于系統(tǒng)的起動控制策略鮮有涉及。無刷雙饋電機具有異步、同步與雙饋三種運行模式，工作在異步運行模式時電機特性與繞線轉子感應電機類似[11]。對控制系統(tǒng)要求較低，但該模式下電機的最大轉矩可能低于系統(tǒng)的額定轉矩。

文獻[12]針對籠型轉子無刷雙饋電機的不同起動方式進行了簡單的仿真。文獻[13]參考繞線轉子異步電機的起動方式提出了串聯(lián)電阻的方法，通過選擇合適的電阻使電機在起動過程中輸出較大的轉矩。文獻[14]則通過控制變頻器逆變橋下橋臂的導通與關斷來調節(jié)電機定子控制繞組流出的有功功率，從而模擬外接電阻的特性。改變下橋臂導通占空比即可調整等效電阻的大小，控制方式較為靈活。文獻[15]專利基于風力發(fā)電同步并網(wǎng)控制提出了一種適用于高壓無刷雙饋電機的雙饋起動方法，隨后文獻[16]利用該方法在低壓系統(tǒng)中完成了雙饋起動。但在應用中，需要針對變頻器的輸出配置濾波器，且高壓電機系統(tǒng)中定子功率繞組的電壓檢測成本較高，不利于市場推廣應用。

對于調速范圍較寬且起動轉矩較大的負載，選擇雙饋起動的方式較為合適，但目前已有的雙饋起動方案是基于風力發(fā)電同步并網(wǎng)控制提出的，在變頻調速系統(tǒng)中應用時，變頻器輸出需要增加濾波器。對于調速范圍較窄的場合，需要變頻器輸出的頻率范圍有限，為提高變頻器母線電壓的利用率，降低變頻器的輸出電流，無刷雙饋電機定子控制側通常選擇較高的壓頻比。由于靜止狀態(tài)下電機定子兩套繞組的頻率一致[17]，定子控制側感應出的開路電壓大都高于變頻器的母線電壓，一般采用異步起動模式，但在具體應用中需要根據(jù)實際工況選擇合適的實現(xiàn)方式。例如，對于獨立運行的泵類負載，負載轉矩與轉速的二次方成正比，在定子控制繞組中串接適當?shù)碾娮璞憧梢詽M足異步起動的要求。但多臺泵并聯(lián)運行時，起動時泵的進出口壓力差近似為額定值，起動轉矩較大，依靠串聯(lián)電阻的方式難以滿足要求。無刷雙饋電機變頻調速系統(tǒng)的起動方式需要綜合現(xiàn)場負載轉矩特性與電機方案進行選擇，因此研究無刷雙饋電機的異步與雙饋起動特性，為不同工況下的系統(tǒng)提供合適的起動方案具有重要意義。

本文基于無刷雙饋電機的穩(wěn)態(tài)模型，研究了電機在異步與雙饋運行狀態(tài)下的轉矩特性，分析了無刷雙饋電機異步最大轉矩與電機參數(shù)的關系。指出無刷雙饋電機異步軟起動控制的實質是選擇合適的電阻使電機能夠循一條最優(yōu)的轉速-轉矩曲線完成異步起動。然后，推導了異步轉矩與定子控制側電流幅值的關系，在文獻[14]的基礎上，提出了一種基于虛擬電阻的恒轉矩異步起動控制策略，采用電流滯環(huán)的方式控制逆變橋下橋臂的導通占空比，簡便易行。根據(jù)無刷雙饋電機雙電氣端口交流勵磁的特性，提出了基于定子控制繞組開路電壓跟蹤的雙饋起動控制策略，無需對變頻器輸出進行濾波，將電壓檢測轉移至定子控制側。最后，通過一臺30kW的樣機驗證了這兩種控制方式的有效性。

1 無刷雙饋電機雙饋運行的轉矩特性

對于定子功率繞組與工頻電網(wǎng)直接相連的系統(tǒng)，無刷雙饋電機主要有異步與雙饋兩種運行模式，同步運行模式通常僅為過渡狀態(tài)，可視為雙饋運行時的一種特殊情況。在兩種運行狀態(tài)下，電機表現(xiàn)出不同的機械特性。本節(jié)將在無刷雙饋電機數(shù)學模型的基礎上，對雙饋運行模式的轉矩特性進行分析。

1.1 無刷雙饋電機的轉矩方程

無刷雙饋電機在兩相同步旋轉坐標系中的數(shù)學模型可表示[18]為

式中，為極對數(shù)。

無刷雙饋電機的電磁轉矩為

根據(jù)式（1）中的轉子電壓方程，忽略轉子電阻，可以得到轉子電流矢量rdq、控制側電流矢量cdq與功率側電流矢量pdq之間的關系為

將式（3）代入式（2）中，無刷雙饋電機的轉矩表達式可以變換為

1.2 雙饋運行的轉矩特性

式（4）可進一步改寫為

式中，T為電流矢量pdq與cdq經(jīng)過坐標變換之后相對各自同步旋轉坐標軸靜止的功率與控制側電流矢量之間的等效夾角，可視為雙饋運行模式下電機的等效轉矩角。

表1所示為一臺1/3對極，30kW的繞線轉子無刷雙饋電機的參數(shù)，利用該樣機參數(shù)可以繪制出如圖2所示雙饋運行狀態(tài)下電機的轉矩曲線，能夠較為直觀地反映出無刷雙饋電機轉矩隨定子電流幅值及轉矩角度變化的情況。

表1 無刷雙饋電機樣機參數(shù)

Tab.1 The parameters of prototype brushless doubly-fed machine

圖2 無刷雙饋電機雙饋運行的轉矩特性

由圖2可以看出，雙饋運行狀態(tài)下，無刷雙饋電機的轉矩特性類似于一臺由外部提供交流勵磁的同步電機。在電流pdq與cdq幅值恒定的情況下，電機輸出轉矩隨等效轉矩角T以正弦的方式變化，T=±p/2時轉矩達到最大值。

在矢量控制模式下，通過分解電流的勵磁與轉矩分量，可以控制式（5）中轉矩角的正弦量保持在一個較大數(shù)值，該方法可最大化地利用電機的輸出電流，有助于提高無刷雙饋電機的輸出能力。同時，合理地分配電機功率側與控制側的電流分量同樣有利于降低調節(jié)電機的損耗。相對于無刷雙饋電機的異步運行模式，電機輸出轉矩沒有最大值的限制。該模式下，無刷雙饋電機轉矩的輸出能力與轉速等無關，主要由變頻器容量與電機溫升決定，適合異步最大轉矩較小但又需要帶重載起動的無刷雙饋電機系統(tǒng)。

2 無刷雙饋電機異步運行的轉矩特性

2.1 無刷雙饋電機的異步轉矩特性

在異步運行模式下，無刷雙饋電機定子控制側通常直接短接或者串聯(lián)三相電阻后短接。為分析這種狀態(tài)下電機的機械特性，應對式（1）中電機控制側的電壓方程進行適當調整。異步運行狀態(tài)下，式（1）中的定子控制側電壓方程可以改寫為

式中，cL為控制側串聯(lián)的電阻。

針對穩(wěn)定運行狀態(tài)下的電機，式（6）可進一步簡化為

式中，ceq為定子控制側串聯(lián)三相電阻后得到的等效電阻，可表示為

從而穩(wěn)態(tài)異步運行時轉子電流矢量rdq與控制側電流矢量cdq之間關系為

結合式（3）、式（4）與式（8）可以得到異步運行狀態(tài)下電機的轉矩表達式為

其中

利用表1所示樣機參數(shù)可以繪制出異步運行狀態(tài)下電機的轉矩曲線，能夠較為直觀地反映出外接電阻參數(shù)對電機異步轉矩的影響。

串聯(lián)阻抗起動的一個目的是降低電機對電網(wǎng)的沖擊，由式（1）、式（3）與式（8）可以得到圖3中異步運行狀態(tài)下無刷雙饋電機定子電流與外接電阻cL的關系曲線。如圖3a和圖3b所示，在不同轉速下通過串聯(lián)電阻的方式均可明顯降低異步起動階段電機的定子電流。

圖3 異步運行狀態(tài)下定子電流與外接電阻的關系

串聯(lián)電阻起動的另一個目的是提高電機的起動轉矩，當無刷雙饋電機做電動機運行時，根據(jù)式（11）可以得到如圖4所示在亞同步轉速范圍內，e_asy=(cL,r)的關系曲線。從圖4中可以看出，無刷雙饋電機定子控制側串聯(lián)三相電阻不會改變其異步運行的最大轉矩，但最大轉矩點對應的轉速會隨著cL發(fā)生偏移。因此，在異步起動的過程中，適當?shù)馗淖冸娮鑓L，可以讓電機保持理想的轉矩輸出。

圖4 異步運行狀態(tài)下無刷雙饋電機的轉矩特性

根據(jù)圖4中的轉速-轉矩特性可知，無刷雙饋電機串聯(lián)三相電阻異步起動的實質是選擇合適的電阻cL使電機能夠沿一條最優(yōu)的轉速-轉矩曲線完成異步起動。在該過程中，電機的定子電流被限制在一定范圍內，不會產(chǎn)生沖擊。

2.2 無刷雙饋電機異步最大轉矩與參數(shù)的關系

由式（11）可以看出，無刷雙饋電機的異步轉矩主要由定子功率側磁鏈幅值、電機參數(shù)與1決定。幅值與電機參數(shù)可視為常數(shù)，1則代表了外接電阻cL與電機轉速。假定外接電感為常數(shù)，分析式（3）～式（11）中1對轉矩的影響即可得到無刷雙饋電機異步轉矩隨外接電阻與電機轉速變化的規(guī)律。以e_asy為變量，1為自變量，對式（11）求導可得

無刷雙饋電機處于異步運行狀態(tài)時，電機轉速低于自然同步速，在該轉速區(qū)間，c為正數(shù)。因此，轉速不變時，1將隨著電阻cL的增大而增大。另外，由于2與3同為正數(shù)，對一個固定的電機轉速，e_asy是cL的減函數(shù)。在2-13＞0的階段，電機的穩(wěn)態(tài)異步轉矩隨cL的增大而增大；在2-13＜0的階段，電機的穩(wěn)態(tài)異步轉矩隨cL的增大而減小。因此，當cL滿足式（13）時，電機的穩(wěn)態(tài)異步轉矩達到最大值，最大轉矩點處的cL表示為cL_max。

將式（13）代入式（11）即可得到電機在異步運行階段的最大轉矩為

從式（14）可以看出，無刷雙饋電機的異步最大轉矩與定子功率側磁鏈幅值的二次方成正比，不隨外接電阻的變化而變化。由于式（13）的約束條件中電阻與c成正比，因此當定子控制側外接電阻增加時，e_asy_max保持不變。最大轉矩點對應的電機轉速與電阻ceq之間為線性關系，隨ceq的增大而下降。

對常見的無刷雙饋電機系統(tǒng)來說，定子功率側直接與電網(wǎng)相連，定子控制側由變頻器提供激勵。作為多端口電機，其直觀反映出來的外部特性即為定子功率側連接電網(wǎng)后，定子控制側感應出的開路電壓。根據(jù)式（1）中電機的電壓方程，定子控制側的穩(wěn)態(tài)開路電壓cdqo可表示為

結合式（9）與式（16）可以得到用定子控制側磁鏈表示的異步轉矩為

將式（13）中最大異步轉矩點對應的電阻cL代入式（16）可以得到該阻值下對應的定子控制側磁鏈表達式為

從而無刷雙饋電機的最大異步轉矩也可以表示為

對式（21）進行化簡，忽略其中的極小項可以得到

式中，s為繞組漏感；m為繞組的勵磁電感。

由式（23）可以看出，無刷雙饋電機異步最大轉矩e_asy_max與轉子繞組對應控制側極對數(shù)磁場的自感部分rc及定子控制側自感部分mc呈正相關。同時，e_asy_max與定轉子繞組漏感呈負相關。根據(jù)無刷雙饋電機的轉子回路方程，電機轉子電流由p與c極對數(shù)的磁場產(chǎn)生的感應電動勢、回路電阻與轉子漏抗決定。因此，在繞組匝數(shù)不變的情況下，提高定轉子繞組的繞組利用率，降低轉子漏抗有助于增大無刷雙饋電機的最大異步轉矩。

根據(jù)式（14）與式（15）可得，表1中樣機在1對極與3對極分別做功率繞組，與電網(wǎng)直連時，控制繞組處于開路狀態(tài)下的壓頻比及電機異步運行時的最大轉矩，計算結果見表2。

表2 功率繞組采用不同極數(shù)時的定子控制側開路壓頻比及異步最大轉矩

Tab.2 The open circuit voltage-frequency ratio of the control side and maximum asynchronous torque when the power winding selecting different pole numbers

從電機外特性來看，繞組利用率的增大將會提高電機定子控制側的開路磁鏈。根據(jù)式（15），電機開路狀態(tài)下定子控制側的壓頻比與磁鏈幅值成正比，該參數(shù)可作為電機異步最大轉矩的一個簡單判據(jù)。對于控制側開路狀態(tài)下壓頻比較高的無刷雙饋電機來說，異步運行模式下能夠提供的最大轉矩通常也較大。

3 電機的起動控制策略

3.1 基于定子控制繞組開路電壓跟蹤的控制策略

無刷雙饋變頻調速系統(tǒng)雙饋起動時需要解決的問題包含電機定子兩個電源平滑接入及電機轉速由靜止升高到接近自然同步速。

作為一個多端口輸入電機，在定子的兩個激勵源分別投入的過程中可將無刷雙饋電機視為一個靜止狀態(tài)下的發(fā)電機。文獻[15]參考無刷雙饋風力發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)方式，提出了一種適用于高壓無刷雙饋電機的起動方法。首先使功率繞組與電網(wǎng)之間的接觸器保持斷開狀態(tài)，調節(jié)變頻器的輸出即可在定子功率繞組感應出相應的開路電壓。然后根據(jù)檢測到的電網(wǎng)三相電壓與功率側三相電壓對變頻器的輸出進行調整，使定子功率側電壓與電網(wǎng)電壓保持一致。最后在該狀態(tài)下閉合定子功率側的接觸器即可實現(xiàn)電網(wǎng)的平滑接入，系統(tǒng)直接進入雙饋運行狀態(tài)，通過控制變頻器的輸出對電機進行調速。

采用上述方法完成電機定子兩個激勵源的平滑接入較為簡單，但在實際應用中存在下面兩個問題：

（1）變頻器直接輸出的是高頻斬波，雖然與一定頻率的交流電壓等效，但直接作用到電機定子控制繞組，在定子功率繞組側感應出的電壓波形如圖5所示。

圖5中的波形不能直接用于電壓采樣，需要在變頻器輸出側增加LC濾波器，成本較高，且電抗器本身體積較大，同時會增大系統(tǒng)損耗。

圖5 電機控制側與變頻器直連時功率側開路電壓波形

（2）為實現(xiàn)定子功率側開路電壓與電網(wǎng)電壓的同步，需要同時檢測定子功率側與電網(wǎng)電壓。對于高壓電機來說，原本僅需在電網(wǎng)側安裝電壓互感器向控制系統(tǒng)提供采樣信號，現(xiàn)需要在電機定子功率側額外增加一套電壓互感器，提高了系統(tǒng)的成本。

考慮到電網(wǎng)與變頻器均可對無刷雙饋電機提供激勵，相比于變頻器輸出的高頻斬波，電網(wǎng)電壓的正弦性較好，諧波含量可以忽略?？刹捎没诙ㄗ涌刂评@組開路電壓跟蹤的起動控制策略，首先閉合電機功率側接觸器，則定子控制側會感應出與電網(wǎng)同頻率的開路電壓。電機功率側接電網(wǎng)時控制側的開路電壓波形如圖6所示，諧波含量較低，便于檢測，無需增加額外的濾波器。

圖6 電機功率側接電網(wǎng)時控制側的開路電壓波形

然后，可控制變頻器輸出與定子控制側開路電壓保持一致，即可將變頻器平滑地接入系統(tǒng)并進入雙饋運行狀態(tài)。另外，根據(jù)檢測到的定子控制側開路電壓與電網(wǎng)電壓矢量角度，可以直接計算出轉子的初始位置角度。

無論是高壓或者低壓無刷雙饋電機，其定子控制側均設計為低壓系統(tǒng)。因此，利用常規(guī)的采樣電路即可完成對電機定子控制側開路電壓的采樣，無需再針對高壓電網(wǎng)增加額外的電壓互感器。

3.2 基于虛擬電阻的恒轉矩異步起動策略

定子控制側外接分級電阻可以有效地調節(jié)無刷雙饋電機在異步起動階段的輸出轉矩，但由于串聯(lián)電阻的阻值不能連續(xù)變化，難以獲得最優(yōu)的異步起動性能。采用變頻器虛擬電阻的方式，在電機異步起動的過程中通過控制變頻器下橋臂的導通比來控制定子端電壓以調節(jié)從定子流出的有功功率，可以模擬出外接電阻的效果。該方法無需額外的機械開關，利用與定子控制繞組相連的變頻器就可以實現(xiàn)，簡單實用。

將異步狀態(tài)下無刷雙饋電機的等效電路[19]進行戴維南等效，轉換為具有內阻抗的電壓源，然后與逆變橋相連即可得到如圖7所示的無刷雙饋電機虛擬電阻軟起動模式下的等效電路。

圖7 無刷雙饋電機虛擬電阻軟起動等效電路

圖7構成了一個三相Boost電路，通過控制逆變橋下橋臂通斷的占空比on來調節(jié)端電壓c，對直流母線電容充電。整流單元的作用是消耗流向直流母線有功功率，維持母線電壓dc穩(wěn)定，可等效為一個阻值隨整流橋流出有功功率變化的電阻dc。

改變變頻器導通比的給定方式即可調整定子控制側串聯(lián)的等效電阻阻值，從而選擇一條合適的轉速-轉矩曲線完成起動。

根據(jù)式（10），電機定子控制側電流幅值隨外接電阻cL而變化；反之，若對定子控制側電流幅值進行控制，則可改變電機的外接等效電阻cL_eq?？紤]到同等轉速下，采用虛擬電阻的方式，定子控制側的電流幅值與給定下橋臂導通占空比呈正相關。通過滯環(huán)的方式控制下橋臂占空比on在0～100%之間切換，可以保持控制側電流幅值恒定。

對式（10）進行變換，可以得到控制側電流幅值與外接虛擬電阻之間的關系為

由式（24）可以看出，在電流icdq的幅值恒定時，(Rc+RcL_eq)/dc近似為常數(shù)。將表1中的樣機參數(shù)代入式（10）與式（11）可得如圖8所示的不同控制側電流幅值的轉矩-轉速曲線。該模式下，電機的電磁轉矩恒定，與電機轉速無關，機械特性與他勵直流電機類似。采用該方式來控制占空比kon可以同時兼顧電機起動過程中的電流與轉矩大小，簡單實用。

進一步結合式（11）與式（24）可以得到如圖9所示電機異步轉矩隨控制側電流幅值變化的曲線。從圖中可以看出，在定子控制側電流幅值較小時，電機異步轉矩隨電流幅值的增大而增大；電流幅值超過一定范圍后，隨著電流的增大，電機異步轉矩迅速下降。因此，采用電流滯環(huán)控制模式時，設定的電流幅值不能過高，應參考電機定子電流的額定值。

圖9 異步轉矩-控制側電流幅值關系曲線

4 實驗結果與分析

利用表1所示的繞線轉子無刷雙饋電機對本文所提出的兩種起動控制策略進行實驗驗證。無刷雙饋電機變頻調速系統(tǒng)實驗平臺如圖10所示，變頻器的載波頻率為3.125kHz，直流母線采用二極管整流的方式建立，起動過程中流向直流母線的能量通過撬棒電路泄放掉。一臺同軸相連的無刷雙饋發(fā)電機作為實驗樣機的負載，發(fā)電機的定子功率繞組接三相電阻箱。轉速由E6B2-CWZ6C增量式光電編碼器（歐姆龍）測量，分辨率為1 024脈沖/轉；輸出轉矩則由原動機與負載電機之間的轉矩傳感器（湖湘測控）測量得到。電機定子繞組電流的dq分量數(shù)值則由變頻器通過串行通信的方式發(fā)送給上位機。

圖10 無刷雙饋電機實驗平臺

4.1 雙饋起動控制

根據(jù)表2可以看出，3對極一側的定子繞組壓頻比較高，靜止狀態(tài)下定子3對極相對于1對極為升壓關系。因此，本文以3對極作為功率繞組，1對極為控制繞組對雙饋起動進行實驗驗證，以確保變頻器直流母線電壓具有足夠的裕度。圖11給出空載狀態(tài)下采用雙饋起動方式時系統(tǒng)的響應波形，轉速給定值為800r/min，上升速度設定為每秒50r/min。

圖11a所示為變頻器以定子控制側開路電壓為參考，執(zhí)行并網(wǎng)前后的電壓與電流波形。自上而下分別為控制側電流、功率側電流與控制側電壓。首先，閉合定子功率側接觸器使電機接入電網(wǎng)，變頻器的逆變橋處于閉鎖狀態(tài)。由于控制側感應出的線電壓幅值c_amp低于變頻器的母線電壓，可認為控制側處于開路狀態(tài)，電流為0。然后檢測控制側三相電壓，并以該電壓為參考，變頻器執(zhí)行并網(wǎng)操作，輸出與控制側幅值、頻率與相位相同的電壓。從圖中可以看出，采用該方式可保證電機定子外接的兩個電源均能平滑接入電網(wǎng)，不存在沖擊。

圖11 空載狀態(tài)下的雙饋起動過程

圖11b給出了空載狀態(tài)下，整個雙饋起動過程的波形，自上而下依次是控制側電流、功率側電流、控制側電壓與電機轉速。從圖中可以看出，電機轉速按照設定曲線平穩(wěn)上升，整個起動過程中定子電流變化較為平穩(wěn)?？刂苽入妷翰ㄐ问亲冾l器直接輸出的電壓經(jīng)過二階低通濾波得到，濾波截止頻率為1kHz。在轉速上升過程中，控制側頻率逐漸下降，在自然同步速時頻率為0，之后又隨電機轉速的上升而增大，控制側電壓以一定的壓頻比隨頻率而變化。變頻器開始工作后，電機控制側電流上升，由于定子電阻與漏感上的壓降使得變頻器輸出的壓頻比略高于定子控制側開路時的壓頻比。

圖12所示為帶載情況下，采用雙饋起動方式的波形，自上而下依次為電機轉速、軸端輸出轉矩、電機功率側dq軸電流分量與控制側dq軸電流分量。

由于采用定子功率側磁鏈定向的方式，電流的d軸分量可視為勵磁分量，代表了功率側與控制側各自承擔的勵磁，q軸分量可視為轉矩分量，與軸端輸出轉矩相關。從圖12中可以看出，在變頻器開始工作后，系統(tǒng)設定功率側的功率因數(shù)為1，則功率側電流的d軸分量為0，控制側承擔系統(tǒng)勵磁。在起動過程中，定子功率側與控制側的q軸電流分量與轉矩呈正相關，與輸出轉矩同步變化，對該電流進行控制即可保證電機轉速按照設定值平穩(wěn)快速上升。

圖12 帶載狀態(tài)下的雙饋起動過程

4.2 異步起動控制

異步起動時選擇1對極作為功率繞組，3對極做為控制繞組。對起動過程中的轉速與轉矩信號進行采集，取同一時刻的轉速與轉矩信號即可繪制出如圖13所示的電機異步起動的轉速-轉矩曲線。

圖13a為空載狀態(tài)下，電機直接短接控制繞組起動過程中電機的轉速-轉矩特性曲線。可以看出，采用該方式電機的起動轉矩較小，接近自然同步速時輸出轉矩較大，不利于電機起動。圖13b所示為空載狀態(tài)下采用基于虛擬電阻的恒轉矩起動方式，將控制側電流設定為不同大小時，電機的轉速-轉矩曲線。以控制側電流幅值作為判斷依據(jù)，采用滯環(huán)的方式控制逆變橋下橋臂的導通比在0～100%之間進行切換，保證在起動過程中控制側電流幅值近似恒定。從圖13中可以看出，在該起動控制方式下電機的轉矩近似恒定，且轉矩大小隨控制側電流幅值而變化，與第3節(jié)的分析相符合，可以實現(xiàn)電機在異步狀態(tài)下的恒轉矩起動。由于采樣后計算得到的轉速與轉矩曲線均存在波動，因此圖13中會出現(xiàn)同一轉速對應不同轉矩的情況。但從曲線整體的趨勢來看，測量結果基本與理論分析相吻合。

圖14所示為帶載狀態(tài)下采用基于虛擬電阻的恒轉矩起動方式的波形，自上而下依次是功率側電流、控制側電流、軸端輸出轉矩、電機轉速與變頻器直流母線電壓。

圖14 帶載狀態(tài)下基于虛擬電阻的恒轉矩異步起動過程

在起動過程中設定控制側電流幅值為55A，從圖14中可以看出，在整個異步起動過程中，軸端輸出轉矩均保持在較高水平且近似恒定。轉速上升過程平穩(wěn)，起動時間約為2.5s，說明該方式可以控制電機以恒轉矩的方式平穩(wěn)快速起動，簡單實用。實驗過程中，變頻器的直流母線電壓利用撬棒電路保持穩(wěn)定，觸發(fā)與關斷電壓分別設定為680V與660V。

5 結論

本文利用無刷雙饋電機的穩(wěn)態(tài)模型對雙饋及異步運行模式的轉矩特性進行分析，針對異步起動與雙饋起動兩種方式分別提出了相應的控制策略并進行了驗證。可以得出以下結論：

1）采用基于定子控制繞組開路電壓跟蹤的雙饋起動方式可以實現(xiàn)定子兩個外接電源的平滑接入，順利完成起動。該方式降低了雙饋起動模式對變頻器輸出濾波器的要求，將電壓采樣轉移到控制繞組，有助于減少在高壓電機系統(tǒng)中應用的成本。

2）無刷雙饋電機基于虛擬電阻異步起動的實質是在起動過程中選擇一條虛擬電阻曲線，獲得最優(yōu)的轉速-轉矩特性。

3）對基于虛擬電阻的異步起動模式而言，采用電流滯環(huán)控制的方式可以達到恒轉矩起動的效果，通過調整控制側電流的設定值可以有效改變輸出轉矩的大小，簡單實用。

[1] 魏新遲, 許利通, 駱仁松, 等. 考慮飽和效應的無刷雙饋發(fā)電機功率模型預測控制[J]. 電工技術學報, 2021, 36(17): 3721-3729.

Wei Xinchi, Xu Litong, Luo Rensong, et al. Model predictive power control of brushless doubly-fed induction generator considering saturation effect[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(17): 3721-3729.

[2] Su Jingyuan, Chen Yu, Zhang Debin, et al. Stand- alone brushless doubly fed generation control system with feedforward parameters identification[J]. IEEE Transactions on Industrial Informatics, 2019, 15(11): 6011-6022.

[3] 闞超豪, 鮑習昌, 金科, 等. 繞線轉子無刷雙饋電機多諧波聯(lián)合起動過程中磁動勢及性能分析[J]. 電工技術學報, 2020, 35(3): 481-493.

Kan Chaohao, Bao Xichang, Jin Ke, et al. Analysis of magnetomotive force and performance during starting process of wound-rotor brushless doubly-fed machine with combined multi-harmonic fields[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(3): 481-493.

[4] 歐樂知, 王雪帆, 李振明, 等. 繞線轉子無刷雙饋電機齒駐波特性研究[J]. 電工技術學報, 2019, 34(17): 3599-3606.

Ou Lezhi, Wang Xuefan, Li Zhenming, et al. Research on tooth standing wave characteristic of wound rotor brushless doubly-fed machine[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(17): 3599-3606.

[5] Shipurkar U, Strous T D, Polinder H, et al. Achieving sensorless control for the brushless doubly fed induction machine[J]. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2017, 32(4): 1611-1619.

[6] Zhang Guanguan, Yang Jian, Sun Yao, et al. A robust control scheme based on ISMC for the brushless doubly fed induction machine[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(4): 3129-3140.

[7] 許利通, 程明, 魏新遲, 等. 考慮損耗的無刷雙饋風力發(fā)電系統(tǒng)功率反饋法最大功率點跟蹤控制[J]. 電工技術學報, 2020, 35(3): 472-480.

Xu Litong, Cheng Ming, Wei Xinchi, et al. Power signal feedback control of maximum power point tracking control for brushless doubly-fed wind power generation system considering loss[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(3): 472-480.

[8] 徐偉, 陳俊杰, 劉毅, 等. 無刷雙饋獨立發(fā)電系統(tǒng)的改進無參數(shù)預測電流控制[J]. 電工技術學報, 2021, 36(19): 4002-4015.

Xu Wei, Chen Junjie, Liu Yi, et al. Improved nonparametric predictive current control for standalone brushless doubly-fed induction generators[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(19): 4002-4015.

[9] Hussien M G, Liu Yi, Xu Wei. Robust position observer for sensorless direct voltage control of stand-alone ship shaft brushless doubly-fed induction generators[J]. CES Transactions on Electrical Machines and Systems, 2019, 3(4): 363-376.

[10] Barati F, McMahon R, Shao Shiyi, et al. Generalized vector control for brushless doubly fed machines with nested-loop rotor[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(6): 2477-2485.

[11] 陳曦. 無刷雙饋電機齒駐波磁場理論研究[D]. 武漢:華中科技大學, 2017.

[12] 鄧先明, 張海忠, 拾華杰. 籠形轉子無刷雙饋電機啟動特性分析[J]. 電機與控制學報, 2008, 12(5): 545-549.

Deng Xianming, Zhang Haizhong, Shi Huajie. Analysis of starting characteristics of cage-rotor brushless doubly-fed machine[J]. Electric Machines and Control, 2008, 12(5): 545-549.

[13] Shao Shiyi, Abdi E, McMahon R. Low-cost variable speed drive based on a brushless doubly-fed motor and a fractional unidirectional converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(1): 317-325.

[14] Kong Ming, Wang Xuefan, Li Zhenping, et al. Asynchronous operation characteristics and soft- starting method for the brushless doubly-fed motor[J]. IET Electric Power Applications, 2017, 11(7): 1276-1283.

[15] 劉鐵軍, 金維宇, 夏小華, 等. 一種高壓無刷雙饋電機重載啟動控制系統(tǒng)和方法: CN106953560A[P]. 2017-07-14.

[16] Yang Jian, Tang Weiyi, Zhang Guanguan, et al. Sensorless control of brushless doubly fed induction machine using a control winding current MRAS observer[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2019, 66(1): 728-738.

[17] Williamson S, Ferreira A C, Wallace A K. Gen- eralised theory of the brushless doubly-fed machine. part 1: analysis[J]. IEE Proceedings-Electric Power Applications, 1997, 144(2): 111-122.

[18] Poza J, Oyarbide E, Roye D, et al. Unified reference frame dq model of the brushless doubly fed machine[J]. IEE Proceedings-Electric Power Appli- cations, 2006, 153(5): 726-734.

[19] Roberts P C, McMahon R A, Tavner P J, et al. Equivalent circuit for the brushless doubly fed machine (BDFM) including parameter estimation and experimental verification[J]. IEE Proceedings-Electric Power Applications, 2005, 152(4): 933-942.

Doubly Fed and Asynchronous Starting Control Strategies of Brushless Doubly Fed Machine

1111,2

（1. State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology Huazhong University of Science and Technology Wuhan 430074 China 2. EAST Group Co. Ltd Dongguan 523808 China）

Brushless doubly fed machine (BDFM) is a kind of multi-port electrical machine with stator excitation, which has multiple degrees of freedom and flexible operation modes compared with the conventional asynchronous and synchronous machines. During the start-up process, dual stator windings of the BDFM are supplied with two different AC power sources successively. In order to avoid shock while obtaining the ideal output torque, the appropriate starting method should be selected according to torque characteristics and application conditions. Firstly, the torque characteristics of the BDFM under doubly fed and asynchronous modes are analyzed by the mathematical model. Then, a constant torque asynchronous starting control strategy based on virtual resistor and a doubly fed starting control strategy based on control side voltage tracking are proposed for asynchronous and doubly fed operation modes, respectively. Finally, an experimental platform based on a 30kW prototype is established, and the results verify the effectiveness and robustness of the proposed two starting control methods.

Brushless doubly fed machines, virtual resistor, asynchronous starting, constant torque, doubly fed starting

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210153

TM301.2

國家自然科學基金資助項目（52007070）。

2021-01-29

2021-03-11

李珍平 男，1992年生，博士，研究方向為無刷雙饋電機及其控制系統(tǒng)。E-mail: lzp0915@126.com

陳 曦 男，1989年生，博士，講師，研究方向為新型特種電機與新能源發(fā)電技術。E-mail: xichenseee@hust.edu.cn（通信作者）

（編輯 崔文靜）