廖嘉睿 杭麗君 但志敏 何遠彬 高錦鳳

寬范圍CLLLC雙向同步整流數字控制方法

廖嘉睿1杭麗君1但志敏2何遠彬1高錦鳳2

（1. 杭州電子科技大學區(qū)域能源互聯網技術浙江省工程實驗室 杭州 310018 2. 寧德時代新能源科技有限公司 寧德 352000）

為解決車載充電器（OBC）系統(tǒng)的雙向CLLLC諧振變換器在寬范圍工作條件下效率過低、開關管溫度過高等問題，該文提出一種數字同步整流控制方法。該方法以CLLLC拓撲的脈沖頻率調制（PFM）控制模式為基礎，通過對不同工作頻率模態(tài)的分析，總結推導同步開關管與主動管驅動時間的關系。在寬電壓的調制頻率范圍內，分別通過分析計算和線性函數分段擬合的方法得到同步管驅動信號的延遲開通和提前關斷時間。相較于其他同步整流控制，此方法利用純數字控制實現，可應用于母線電壓變化范圍寬的大功率場合，且適用于雙向變換器，避免了模擬控制芯片對母線電壓變化敏感的缺點，控制方法簡單且易于實現，成本更低，設計更簡單。最后，搭建了仿真平臺和實驗樣機對所提出的方法進行驗證。仿真和實驗的結果表明，該策略可以使系統(tǒng)效率最大提升3%左右，且能極大降低開關管溫度。

車載充電器 雙向CLLLC變換器 脈沖頻率調制（PFM） 數字同步整流 多線性擬合

0 引言

隨著新能源產業(yè)的不斷發(fā)展，電動汽車憑借環(huán)保、節(jié)能等優(yōu)點已成為未來新能源汽車產業(yè)的主流方向。在車載充電器（On Board Charger, OBC）、充電樁等應用領域，具有功率雙向流動特性的隔離雙向DC- DC變換器成為了研究熱點[1-4]。目前，雙向隔離DC- DC變換拓撲主要有雙向諧振變換器（CLLLC）[5-6]和雙向有源全橋（Dual Active Bridge, DAB）[7]。DAB電路通常只能在較窄功率范圍內實現兩邊開關管的零電壓軟開關（Zero Voltage Switching, ZVS），且控制相對較復雜[8-9]。CLLLC電路由于自身諧振網絡的對稱結構、良好的軟開關特性，其對稱的電路結構不僅能保證雙向運行的一致性，正反向運行時均能在更寬的電壓范圍和功率變換范圍內實現零電壓導通和零電流關斷[10]。此外，由于CLLLC諧振電流是正弦，其關斷損耗比電流為梯形的DAB更小，所以在工業(yè)中被廣泛使用[11-12]。

在大電流應用場合中，由二極管正向壓降產生的損耗越來越大，為了提升諧振變換器效率和降低開關管溫度，減少損耗，常采用同步整流技術。傳統(tǒng)同步控制一般是采用同步整流芯片來實現，通過檢測開關管兩側的電壓或電流來控制開關管的導通和關斷[13-14]，如文獻[15-16]提出了采用專業(yè)芯片實現同步整流，但該類方法增加了外圍電路，針對雙向能量傳遞需要增加額外電路，結構更復雜。針對車載動力電池等寬范圍電壓場合，需要的同步整流芯片耐壓值過高，同時額外的芯片和外圍電路的增加也會降低變換器的可靠性和效率，提升成本[17]。需要說明的是，目前各芯片公司尚未能提供成熟的用于動力電池充放電功率及電壓等級的同步整流控制芯片。針對CLLLC變換器的功率雙向流動特性和寬電壓應用場合，采用數字控制相比于模擬控制更加靈活和穩(wěn)定。為此，文獻[17]率先提出了數字同步控制，但未作出具體分析，且未通過實驗證明可行性；此外有學者提出數字化的同步整流控制，采用差分比較電路和高速比較器對同步開關器件漏源電壓過零點進行采樣，實現數字控制[18]，但此種方法會增加硬件成本和復雜度，帶來額外采樣成本和損耗。

本文提出一種新的數字同步整流控制策略。首先，考慮同步開關器件特性和零電壓開通的條件，通過分析計算得到同步管驅動信號的開通延遲時間。其次，以CLLLC拓撲的脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation, PFM）控制模式為基礎，通過對不同工作頻率模態(tài)的分析，總結同步開關管與主動管關斷時間的關系，通過線性函數分段擬合的方法得到同步管關斷提前的時間。此方法相較于其他同步整流控制，利用純軟件實現了CLLLC同步整流，適用于大功率寬電壓場合，不受能量流動方向限制，能實現全頻率覆蓋，無需額外增加硬件成本，大大降低了硬件設計復雜度。此外，該方法不受母線電壓值及變化影響，適用性比現有模擬方案更強。最后，搭建了仿真平臺和實驗樣機對所提出的方法進行驗證。實驗結果表明，在大功率寬電壓應用中，該策略最高可以使系統(tǒng)效率提升3%左右，且能極大地降低同步開關管溫度。

1 數字同步整流原理分析

1.1 工作原理和損耗分析

圖1 CLLLC諧振變換器

1）欠諧振s＜r

欠諧振工作波形如圖2所示。

圖2 欠諧振工作波形

模態(tài)a（1,2）：等效電路如圖3a所示。此時，S1和S4導通，1時刻變壓器一次側諧振電流r和勵磁電流m相等，一次側諧振電感r1、電容r1和勵磁電感m一起產生串并聯諧振。因為勵磁電感mr1，該段時間諧振電流可視為一條直線，二次電流d5電流降為零，可實現零電流關斷（Zero Current Switching, ZCS）。2時刻，開關管S1和S4關閉，此時一次側不向二次側傳輸能量，二次側開關管無電流通過，和主動管驅動比較，此區(qū)間同步管驅動應提前關斷。

模態(tài)b（2,3）：如圖3b所示，此階段為死區(qū)時間。2時刻所有開關管S1～S4均關斷，諧振電流i對開關管的寄生電容充放電。3時刻，開關管S1和S4漏源級電壓等于輸入直流電壓in，開關管S2和S3的漏源級電壓為零，由于開關管寄生電容很小，遠小于諧振電容，二次電流對S6和S7開關管的寄生電容充放電且在極短時間內完成，此時二次側無電流通過。

模態(tài)c（3,4）：如圖3c所示，該階段內一次側開關管仍處于關斷狀態(tài)，一次側S2和S3開通前漏源極電壓為零，以此實現零電壓導通。變壓器二次電流通過S6和S7的寄生二極管實現整流導通，為實現二次側開關管的零電壓導通，需要完成對應開關管寄生電容充放電。故該段時間內二次側開關管無驅動信號，為保證電容電荷的完全釋放，同步管開啟應在主動管之后。

對比主動管和對應同步開關管的電流波形，變壓器二次側開關管利用自身體二極管實現導通，由于二極管導通損耗遠大于開關管導通損耗，若能通過控制策略在導通時間內用開關管導通來替代二極管導通，同時利用控制策略實現同步開關管的零電壓導通來避免開關損耗，可以有效地降低樣機損耗，提升變換器工作效率，降低開關管溫度。

如圖4和圖5分別為工作在諧振點和過諧振下一次側驅動及諧振、勵磁和二次電流波形。

圖4 諧振點工作模態(tài)

圖5 過諧振工作模態(tài)

對于CLLLC的一次側主開關管，因為自身的ZVS特征，且SiC MOS開關管的關斷損耗可忽略，所以一次側基本不產生損耗。變換器二次側通過二極管實現整流，在二極管上會產生一定損耗。正向運行時在諧振點建立CLLLC二次側簡化模型[23-26]，如圖6所示。

圖6 CLLLC二次側簡化模型

整流網絡和基波分量、輸入電流波形如圖7所示。假定一個橋臂的驅動信號互補，忽略死區(qū)。根據基波分析法，其中C、D點的電壓為令out和-out之間變化的方波[4]，有

式中，VB(t)為二次側橋臂電壓；Vout為輸出電壓。

s為開關周期，s=1/s，s為開關頻率，式（1）經過變換后得到

由式（2）得到對應的基波分量和基波分量有效值分別為

其中，輸出端阻抗等效為電阻o，則輸出端電壓與電流相位一致，則二次側諧振電流的表達式為

式中，Ir2為二次側諧振電流有效值，可得總輸出電流o為

則諧振電流有效值為

二次側諧振電流可視為正弦波，而流經對應二極管的電流此時為對應的正弦半波，即二極管電流有效值d為

若SiC開關管的寄生二極管導通壓降為rev，即單個周期二次側整流電路產生的通態(tài)損耗為

在忽略死區(qū)的情況下，CLLLC二次側所產生的損耗與輸出電流和二極管導通壓降有關。

1.2 調制策略

由1.1節(jié)分析可得，同步驅動信號的開通和關斷時刻與工作頻率相關，故該數字同步信號策略一般適用于PFM工況下。為此，需對同步策略的工作條件作具體分析。

CLLLC在雙向工作情況中在電壓變化范圍內需實現最低和最高增益，當CLLLC正向工作時，電路品質因數為

其中，品質因數與等效阻抗ac成反比。即當輸出電壓一定時，ac的大小與輸出端的功率成反比。

圖8 不同Q值對應的增益曲線

當變換器兩端電壓一定時，根據設計要求和增益曲線，電路拓撲可以通過調頻方式實現滿載條件下達到最大和最小增益。實際應用中，受電路元件、印制電路板和控制中非理想因素的影響，只能實現一定輕載條件下的最大和最小增益調節(jié)。由于與ac成反比，當輸出功率更小時，其值更小。圖8中，1、2增益曲線在A、B點能實現最大增益，2增益曲線在C點實現最小增益，但1增益曲線在頻率范圍內能實現的最小增益為D點。若負載減小，對應值小于1，則在頻率范圍內更難以實現低增益輸出，此時PFM難以滿足輕載下的輸出需求。為了實現CLLLC的全功率范圍精確控制，對輕載采用PWM策略（如圖9驅動信號頻率不變，改變占空比調節(jié)），以此實現小電流條件下的穩(wěn)定輸出，其他功率輸出仍采用PFM（如圖10驅動信號占空比不變，改變頻率調節(jié)）。

圖9 PWM控制

圖10 PFM控制

綜上所述，數字同步整流控制策略一般適用于PFM控制的中載和滿載工況下。此外，輕載時電流較小，經實驗測試二次側開關管溫度較低，同步控制帶來的效率提升作用較小，故該數字同步控制主要應用于中大功率場合，所以應設定相應電流閾值判斷當前功率大小來決定同步策略的開啟。

2 同步整流控制策略

根據第1節(jié)描述，同步管驅動信號頻率和主動管驅動一致，在此基礎上通過提前關斷和延遲開通方法得到同步驅動信號，對比模擬實現的方法，同步整流控制由更加靈活的數字控制實現，在不增加硬件電路的背景下可有效提升變換器效率。

2.1 同步關斷和開通策略

2.2 同步管延遲開通時間

為了盡可能降低變換器的損耗，在CLLLC實現二次側同步控制的同時，需進一步考慮對應開關管是否實現零電壓開通。以諧振工作點為例進行分析，諧振電流需提供同橋臂開關管輸出電容oss實現完全充放電所需能量。令A為二次側開關管實現完全充放所需時間，由式（5）可得

即

可求得最小時間A，即為完成二次側ZVS的最小時間。SiC開關管寄生電容如圖12所示。為了實現輸出電容完全充放電，需滿足

圖12 SiC開關管寄生電容

在相同驅動電阻條件下，器件電容gs會影響其開通關斷時間。若同一橋臂兩開關驅動信號之間死區(qū)時間過短，上下管可能會同時工作在線性區(qū)，開關管發(fā)熱嚴重，甚至造成直通。同時，一般在SiC器件中，為加強濾波，會在驅動兩側外接1～2nF電容，所以需考慮器件自身gs和外接電容的充放電時間B。

2.3 同步管提前關斷時間

根據1.1節(jié)分析，同步管提前關斷時間和工作頻率有關，故可用對應的函數關系式來擬合。根據后續(xù)實驗樣機設計CLLLC正向運行時諧振頻率r1= 160kHz，工作頻率為s，通過開環(huán)數據、仿真數據和二次側ZVS實現條件分析擬合曲線，結合變換器參數分散性和變化所帶來的影響，設置時間裕度。最終得到滿足開關測試和仿真設計要求的CLLLC正向工作時變換器二次側同步管開關管同步整流控制策略擬合曲線如圖13所示。

圖13 正向功率傳輸時開環(huán)測試、仿真和策略數據

CLLLC反向工作時，諧振頻率r2=135kHz，工作頻率為s。同樣得到對應擬合曲線如圖14所示。

圖14 反向功率傳輸時開環(huán)測試、仿真和策略曲線

此處需要說明，上述正反向功率傳輸的分段線性擬合曲線及其對應的公式，需要針對具體設計的變換器參數和硬件系統(tǒng)通過仿真和開環(huán)測試得到。

2.4 同步控制策略

對中載和滿載工況下的開環(huán)數據分析后，結合PFM，設定同步整流控制策略開啟的電流閾值sr，對比輸出電流o提出

為了防止直流側電流o在閾值電流sr附近切換時出現同步控制切換不穩(wěn)定的問題，引入另一閾值sr1，且滿足

式中，sr1在本文取值不大于1A，在閾值電流附近切換過程中，可以實現穩(wěn)定切換，防止同步開啟點不穩(wěn)定。

實際應用中，根據不同的工作頻率范圍來確定同步控制策略，相應的時間用曲線擬合記錄在數字信號處理器中。需要指出，時間大小根據仿真數據結合開環(huán)實驗測試來確定，其中延遲開通時間和諧振電流相關，提前開通時間和工作頻率相關。同理，反向工作同步控制的分析與正向工作一致，具體實施過程如圖15所示。

圖15 同步控制流程

（1）首先判斷當前的工作方向。

（2）在CLLLC中，正反向對應著不同的諧振頻率值，經過開環(huán)的實驗，得到不同工作頻率范圍記錄同步管合適的關斷時間和開通時間。

（3）通過分段曲線擬合的方式來覆蓋所有工作頻率，將曲線方程記錄在DSP中，在正常工作情況時根據當前的工作頻率選擇不同的分段函數來實現同步整流控制。

3 實驗驗證

為了驗證上述同步方案的可行性，本文在CLLLC的OBC系統(tǒng)中采用同步數字控制方法。其中，交流電壓為220V，直流電壓范圍為250～500V。結合實際設計相關諧振參數，設定電網流出能量方向為正向，諧振頻率為160kHz；電網能量流入方向為反向，諧振頻率為135kHz。仿真波形如圖16所示。

圖16 仿真波形

根據同步控制流程和控制要求，數字同步需要達到閾值電流才會開啟，結合實際同步開關管的溫升分析，設置數字同步開啟的直流側閾值電流為8A。開關管型號為羅姆公司的SCT3040KR，其中二次側開關管oss=76pF，諧振頻率為160kHz，根據式（14）求得對應A=109.74ns。

1）CLLLC正向工作

當s＞r1-15時同步管延遲開通和提前關斷對應波形如圖17所示。

當s≤r1-15時同步管延遲開通和提前關斷對應波形為圖18所示（其中工作頻率為144kHz，關斷提前時間410ns）。

2）CLLLC反向工作時

與正向一致，直流測電流大于8A開啟同步。當s＞r2-10時，同步管開通關斷Ⅲ波形如圖19所示。

當s≤r2-10時，同步管開通關斷Ⅳ波形如圖20所示（工作頻率為111kHz，根據計算關斷提前時間為1 400ns）。

圖17 同步管開通關斷Ⅰ

圖18 同步管開通關斷Ⅱ

在直流電壓350V輸出時，通過對正向不同輸出功率下的實驗數據統(tǒng)計和理論提升效率計算， 得到圖22所示的不同直流輸出功率工況下提升的效率曲線。

圖19 同步管開通關斷Ⅲ

圖20 同步管開通關斷Ⅳ

圖21 實驗波形

表1 同步和無同步效率對比

Tab.1 Comparison of synchronization and non- synchronization efficiency

圖22 效率提升曲線

由圖22可知，在正向CLLLC運行中，在中載和重載工況下，開啟數字同步整流控制后，能有效提升效率。同理，反向運行時變換器轉換效率也會有所提高，其最大提升效率為3%左右。經實驗證明，該數字同步控制策略適用于寬功率寬電壓范圍運行工況。

同步控制不僅可以提升效率，還能有效減小熱問題，當正向CLLLC直流輸入電壓300V，直流輸出電壓350V，輸出電流為12A時，在室溫20℃的測試環(huán)境中，對比含同步和未含數字同步時的開關管溫度。開關管溫度對比如圖23所示。正向運行穩(wěn)定后，同步控制降低同步開關管溫度約17℃，且隨電流增大，溫度降低越明顯。

本文所得到的擬合曲線尚未進行優(yōu)化對比。后續(xù)可根據具體參數設計，進一步實現最優(yōu)化擬合，對同步時間進行控制。

圖23 開關管溫度對比

4 結論

本文提出一種數字化全頻率范圍的CLLLC變換器同步整流策略。首先考慮了器件特性和零電壓工作條件，通過分析計算得到同步管驅動信號的開通延遲時間。其次以CLLLC拓撲的PFM控制模式為基礎，通過對不同工作頻率模態(tài)的分析，總結同步開關管與主動管關斷時間的關系，通過線性函數分段擬合的方法得到同步管提前關斷的時間。此方法相較于其他同步整流控制，利用純軟件實現了CLLLC同步整流，適用于大功率寬電壓場合，不受能量流動方向限制，能實現全頻率覆蓋，無需額外增加硬件成本，大大降低了硬件設計復雜度。該控制方法可針對實際變換器參數分散性和變化來設置擬合曲線裕度，由MCU數字芯片實現，較為簡單，其適用性比現有模擬方案更強。經實驗證明，在中、重載工況下，該同步控制能夠有效地降低開關管損耗，提高轉換效率，大大降低同步開關管溫度和損耗，避免熱風險對樣機的危害。

[1] 陳啟超. CLLLC諧振型雙向DC/DC變換器若干關鍵問題研究[D]. 哈爾濱: 哈爾濱工業(yè)大學, 2015.

[2] 李紅梅, 張恒果, 崔超. 車載充電PWM軟開關DC-DC變換器研究綜述[J]. 電工技術學報, 2017, 32(24): 59-70.

Li Hongmei, Zhang Hengguo, Cui Chao. Review of PWM soft-switching DC-DC converter for on-board chargers[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(24): 59-70.

[3] Qu Lu, Wang Xin, Zhang Donglai, et al. A high efficiency and low shutdown current bidirectional DC-DC CLLLC resonant converter[C]//2019 22nd International Conference on Electrical Machines and Systems (ICEMS), Harbin, China, 2019: 1-6.

[4] 龔思成. 雙向CLLLC諧振變換器研究[D]. 南京: 南京航空航天大學, 2019.

[5] 楊玉崗, 武艷秋, 孫曉鈺, 等. 交錯并聯雙向CLLC型諧振變換器中U+U型磁集成變壓器的設計[J]. 電工技術學報, 2021, 36(2): 282-291.

Yang Yugang, Wu Yanqiu, Sun Xiaoyu, et al. Design of U+U magnetic integrated transformer in interleaved parallel bidirectional CLLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 282-291.

[6] 沈凱, 童安平, 杭麗君, 等. 應用于可再生能源系統(tǒng)的DAB變換器軟開關調制策略[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2019, 43(9): 154-159, 178.

Shen Kai, Tong Anping, Hang Lijun, et al. DAB converter soft switching modulation strategy applied to renewable energy systems[J]. Automation of Elec- tric Power Systems, 2019, 43(9): 154-159, 178.

[7] 高國慶, 雷萬鈞, 袁曉杰, 等. 雙有源全橋變換器全狀態(tài)離散迭代建模與輸出電壓紋波分析[J]. 電工技術學報, 2021, 36(2): 330-340.

Gao Guoqing, Lei Wanjun, Yuan Xiaojie, et al. Full-state discrete iterative modeling and output voltage ripple analysis of dual active full-bridge con- verters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 330-340.

[8] 周兵凱, 楊曉峰, 張智, 等. 能量路由器中雙有源橋直流變換器多目標優(yōu)化控制策略[J]. 電工技術學報, 2020, 35(14): 3030-3040.

Zhou Bingkai, Yang Xiaofeng, Zhang Zhi, et al. Multi-objective optimization control strategy for dual active bridge DC converters in energy routers[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(14): 3030-3040.

[9] 鄭詩程, 劉松梅, 王杰, 等. CLLLC諧振式雙向全橋DC-DC變換器[J]. 電力系統(tǒng)及其自動化學報, 2019, 31(4): 83-90.

Zheng Shicheng, Liu Songmei, Wang Jie, et al. CLLLC resonant bidirectional full-bridge DC-DC converter[J]. Journal of Electric Power System and Automation, 2019, 31(4): 83-90.

[10] 陳啟超, 紀延超, 王建賾. 雙向CLLLC諧振型直流變壓器的分析與設計[J]. 中國電機工程學報, 2014, 34(18): 2898-2905.

Chen Qichao, Ji Yanchao, Wang Jianzhen. Analysis and design of bidirectional CLLLC resonant DC trans- former[J]. Proceedings of the CSEE, 2014, 34(18): 2898-2905.

[11] Ashrafinia B, Robrecht R, Dahm A, et al. Deve- lopment of bi-directional isolated DC-DC converter for battery test equipment[C]//PCIM Europe 2019, International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2019: 1-8.

[12] 胡海兵, 王萬寶, 孫文進, 等. LLC諧振變換器效率優(yōu)化設計[J]. 中國電機工程學報, 2013, 33(18): 48-56.

Hu Haibing, Wang Wanbao, Sun Wenjin, et al. Opti- mization design of LLC resonant converter efficiency[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(18): 48-56.

[13] Ren Xufu, Pei Long, Song Shaojie, et al. A digital sensor-less synchronous rectification algorithm for symmetrical bidirectional CLLC resonant conver- ters[C]//2020 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 962-968.

[14] Yu S, Bhardwaj M, Chen H. A “predictive” syn- chronous rectifier control for high-frequency series resonant converters[C]//2020 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 2254-2259.

[15] 朱黎麗, 張彬. 基于TEA1791A的同步整流電路[J].通信電源技術, 2019, 36(7): 26-27.

Zhu Lili, Zhang Bin. Synchronous rectifier circuit based on TEA1791A[J]. Communication Power Tech- nology, 2019, 36(7): 26-27.

[16] 吳奎. 基于UCD3138的移相全橋同步整流控制策略[J]. 電子世界, 2019(15): 8-10.

Wu Kui. Phase-shifted full-bridge synchronous rectifycati-on control strategy based on UCD3138[J]. Electronic World, 2019(15): 8-10.

[17] 賈海洋, 黃楊濤, 王來利, 等. 高功率密度寬增益CLLC諧振變換器的設計研究[J]. 電力電子技術, 2018, 52(8): 45-47, 51.

Jia Haiyang, Huang Yangtao, Wang Laili, et al. Design and research of CLLC resonant converter with high power density and wide gain[J]. Power Electro- nics Technology, 2018, 52(8): 45-47, 51.

[18] 曹以龍, 帥祿瑋. 數字化控制下的CLLC變換器同步整流策略[J]. 上海電力大學學報, 2020, 36(2): 173-178.

Cao Yilong, Shuai Luwei. Synchronous rectification strategy of CLLC converter under digital control[J]. Journal of Shanghai Electric Power University, 2020, 36(2): 173-178.

[19] 劉和平, 陳紅巖, 苗軼如, 等. 混合式LLC電路諧振與同步整流數字式控制[J]. 中國電機工程學報, 2015, 35(9): 2272-2278.

Liu Heping, Chen Hongyan, Miao Yiru, et al. Hybrid LLC circuit resonance and synchronous rectification digital control[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(9): 2272-2278.

[20] 陳啟超, 紀延超, 王建賾, 等. MOSFET輸出電容對CLLLC諧振變換器特性影響分析[J]. 電工技術學報, 2015, 30(17): 26-35.

Chen Qichao, Ji Yanchao, Wang Jianzhen, et al. Analysis of the influence of MOSFET output capacitance on the characteristics of CLLLC resonant converters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(17): 26-35.

[21] Chen Ning, Li Bodong, Wang Xiaoqin, et al. A synchronous rectification scheme based on inductor voltage sensing for CLLC bidirectional resonant converter[C]//2020 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 1713-1719.

[22] 李舒成, 劉邦銀, 姜慶, 等. 基于同步PWM控制的雙向CLLLC諧振型直流變換器運行特性分析[J]. 電工技術學報, 2019, 34(增刊2): 543-552.

Li Shucheng, Liu Bangyin, Jiang Qing, et al. Analysis of the operating characteristics of a bidirectional CLLLC resonant DC converter based on synchronous PWM control[J]. Transactions of the China Electro- technical Society, 2019, 34(S2): 543-552.

[23] Han Weijian, Mal R, Corradini L. Analysis and design methodology for ZVS phase shift modulated bidire- ctional CLLLC Resonant DC-DC Converters[C]// 2019 21st European Conference on Power Electronics and Applications (EPE '19 ECCE Europe), Genova, Italy, 2019: 1-10.

[24] Zong Sheng, Fan Guoxing, Yang Xiaobo. Double voltage rectification modulation for bidirectional DC/DC resonant converters for wide voltage range operation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(7): 6510-6521.

[25] 趙烈, 裴云慶, 劉鑫浩, 等. 基于基波分析法的車載充電機CLLC諧振變換器參數設計方法[J]. 中國電機工程學報, 2020, 40(15): 4965-4977.

Zhao Lie, Pei Yunqing, Liu Xinhao, et al. Parameter design method of CLLC resonant converter for vehicle charger based on fundamental wave analysis[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(15): 4965-4977.

[26] 陳啟超, 王建賾, 紀延超. 基于LLC諧振變換器的電力電子變壓器[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2014, 38(3): 41-46.

Chen Qichao, Wang Jianzhen, Ji Yanchao. Power electronic transformer based on LLC resonant con- verter[J]. Automation of Electric Power Systems, 2014, 38(3): 41-46.

Digital Control Method of Wide-Range CLLLC Bidirectional Synchronous Rectification

11212

（1. Regional Energy Internet Technology Zhejiang Engineering Laboratory Hangzhou Dianzi University Hangzhou 310018 China 2. Contemporary Amperex Technology Co. Ltd Ningde 352000 China）

In order to solve the problems of low efficiency and high temperature of the switches under a wide range of working conditions of the bidirectional CLLLC resonant converter, this paper proposes a digital synchronous rectification controller for the rectifier on the secondary side of the high frequency transformer. Based on the pulse frequency modulation (PFM) mode of the CLLLC circuit, the operating mode of different frequencies is analyzed, and the relationship between the driving signal of the synchronous switch and the driving signal of the active device on the primary side of the transformer is obtained. In a wide modulation frequency range, the delayed turn-on time and lead turn-off time of the driving signal for the synchronous devices is obtained respectively by calculation and piecewise linear function fitting methods. Compared with other synchronous rectification control, this method is realized by pure digital control, which can be applied to high-power applications with a wide range of bus voltage variation. Furthermore, this method is suitable for bidirectional converters. and avoids the shortcoming that the analog control chip is sensitive to bus voltage changes. Meanwhile, the proposed control method is simple to implement, and the cost and complexity of circuit can be reduced. Finally, a simulation platform and an experimental prototype were built to verify the proposed method. The results show that this strategy can increase the efficiency of the CLLLC system by about 3%, and can greatly reduce the temperature of the synchronous switches.

On board charger, bidirectional CLLLC converter, pulse frequency modulation (PFM), digital synchronous rectification, multiple linear fitting

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210152

TM46

國家自然科學基金資助項目（51777049, 51707051）。

2021-01-29

2021-04-09

廖嘉睿 男，1997年生，碩士研究生，研究方向為電力電子技術。E-mail: JiaruiLiao@163.com

杭麗君 女，1979年生，教授，博士生導師，研究方向為電子與電力傳動。E-mail: ljhang@hdu.edu.cn（通信作者）

（編輯 崔文靜）