周 克，王 霄，鄧 豪

(1. 茅臺學(xué)院釀酒工程自動化系，貴州 遵義 564507；2. 貴州大學(xué)電氣工程學(xué)院，貴州 貴陽 550025)

1 引言

電動汽車行業(yè)是我國國家新能源戰(zhàn)略的一個重點(diǎn)方向，該行業(yè)的發(fā)展可以有效減少傳統(tǒng)汽車的碳排放量，減少石化能源對大氣的污染。作為電動汽車的動力來源，充電設(shè)施承擔(dān)著將普通市電轉(zhuǎn)變?yōu)殡姵貎δ艿闹匾巧?。根?jù)充電設(shè)施的分類，主要有交流充電設(shè)施和直流充電設(shè)施。其中直流充電設(shè)施由于功率不大，占地面積較小，對外部的電源點(diǎn)要求較低，而得到大規(guī)模的使用。對于直流充電設(shè)施，通常希望其能夠以恒壓恒流的模式進(jìn)行工作，整個充電過程貼近原有電池特性，這就要求直流充電設(shè)施在制造時，對元器件的選擇以及電路的設(shè)計提出了較高的要求。

常用直流充電裝置主要由濾波電路、整流電路、斬波電路、穩(wěn)壓電路等部分構(gòu)成，其中斬波電路承擔(dān)了直流電源變換的主要任務(wù)，是直流充電設(shè)施中設(shè)計的關(guān)鍵。直流電源的變換主要分為升壓變換和降壓變換，分別對應(yīng)將某一參考電壓升壓至某一需要的電壓點(diǎn)或降低到某一需要的電壓點(diǎn)。直流變換的原理主要通過對電力電子器件的通斷控制，將直流電壓斷續(xù)地加到負(fù)載上，通過改變占空比改變輸出電壓平均值，因此也稱為斬波電路。

針對斬波電路的研究，其研究方向主要有關(guān)于電路控制策略的研究；分析電路開關(guān)器件損耗及設(shè)計選型的研究，這類研究主要通過分析直流開關(guān)器件MOSFET的損耗模型，考慮在損耗的情況下，電路參數(shù)的選擇及優(yōu)化。這些研究為直流變換器的設(shè)計優(yōu)化奠定了理論基礎(chǔ)。根據(jù)能量守恒，開關(guān)器件的損耗將轉(zhuǎn)化為熱能，并通過一定的方式輻射出去。影響電路的性能。文獻(xiàn)[11-12]分別研究了IGBT器件、SiC MOSFET器件受溫度的影響下，開關(guān)性能以及靜態(tài)性能的變化規(guī)律，并進(jìn)行了驗(yàn)證。然而，這些研究文獻(xiàn)的研究焦點(diǎn)以溫度對開關(guān)器件自身性能的影響為主，沒有涉及到對整體電路性能的影響分析。有鑒于此，本文選取使用廣泛的同步BUCK直流變換器作為研究對象，針對電路中受溫升影響的開關(guān)器件進(jìn)行建模，并將模型應(yīng)用于直流變換器電路中，研究溫升問題對于整體電路性能以及對應(yīng)的控制信號的影響。

2 Buck電路損耗分析

同步Buck變換器，是指利用兩個獨(dú)立的驅(qū)動器驅(qū)動上下橋臂 MOSFET開關(guān)器件，采用互補(bǔ)導(dǎo)通的方式實(shí)現(xiàn)了BUCK變換器功能，被廣泛應(yīng)用于提供低電壓、大電流的電路中。變換過程中的主要損耗都來自于MOSFET(簡稱VM管)，但由PWM控制時，占空比的不同，導(dǎo)致上下兩臂的工作時間不同，VM管的上下管損耗也不同。對于降壓輸出的Buck電路，由于輸入電壓高于輸出電壓，因此占空比比較小，導(dǎo)致上管的導(dǎo)通時間明顯小于下管的導(dǎo)通時間，導(dǎo)通損耗大部分由下管引起，相對于下管而言，上管的主要損耗是器件的開關(guān)損耗。

圖1 同步Buck變換器

通常，MOSFET損耗主要包含通態(tài)電阻損耗、導(dǎo)通過程發(fā)生的損耗、關(guān)閉過程發(fā)生的損耗、柵極驅(qū)動損耗以及二極管的續(xù)流損耗幾種。一般情況下，MOSFET的截止損耗功率、驅(qū)動損耗功率所占的比例極小，可以在討論中忽略。因此MOSFET器件的損耗主要由通態(tài)電阻損耗和開關(guān)兩種損耗構(gòu)成，其中通態(tài)電阻損耗與MOSFET的結(jié)溫、開關(guān)的占空比以及通態(tài)電流有關(guān)；而開關(guān)損耗的主要與寄生電容、結(jié)溫、集電極電流以及開關(guān)頻率等因素有關(guān)。

通態(tài)電阻損耗是在MOSFET器件在導(dǎo)通時，回路電流流過器件自身的內(nèi)阻時，所產(chǎn)生的功率損耗，由歐姆定理可知，此時MOSFET的源級與漏級之間的電壓，可根據(jù)式(1)計算

V

=

R

I

(1)

式中，

V

和

I

分別為通態(tài)時MOSFET的漏源電壓和通態(tài)電流，

R

為通態(tài)時的電阻，該值是由結(jié)溫、通態(tài)電流共同確定的變量，通常從廠家提供的Datasheet中可以找到。通態(tài)電阻損耗可由下式計算

(2)

式中，

α

為占空比，由PWM控制器控制，T為絕對溫度。圖2為MOSFET開啟過程曲線，由該曲線可知，MOSFET導(dǎo)通過程損耗集中在

t

～

t

階段。

圖2 MOSFET開啟曲線

在

t

～

t

階段，

V

保持不變，電流近似線性增加至滿載電流

I

。在

t

～

t

階段，

V

近似線性下降，滿載電流

I

保持不變，

MOSFET

導(dǎo)電溝道逐漸形成，此時導(dǎo)通過程損耗為

P

=0

.

5

V

I

(

t

-

t

)

f

(3)

f

為開關(guān)的頻率。同理，在同步BUCK變換器中，下臂MOSFET的通態(tài)電阻損耗如下

(4)

下橋臂 MOSFET開啟過程

t

～

t

階段，導(dǎo)電溝道處于關(guān)閉狀態(tài)，電流全部通過體二極管續(xù)流。

t

～

t

階段，

V

與體二極管續(xù)流電壓

V

幅值相等，MOSFET溝道電流 線性增加與體二極管的續(xù)流電流維持 MOSFET總滿載電流

I

不變。

t

～

t

階段隨著 MOSFET溝道的開啟，

V

電壓由

V

線性降低至

R

I

，此時 MOSFET完全導(dǎo)通，開啟過程損耗

P

如下

P

=

V

I

(

t

-

t

)

f

+

V

I

(

t

-

t

)

f

+0

.

5(

V

+

I

R

)

I

(

t

-

t

)

f

(5)

其中

(6)

(7)

(8)

(9)

C

=

C

1-

C

(10)

(11)

在上述公式中，

C

，

C

分別為柵極與源極，柵極與漏極之間的寄生電容；

R

、

R

1分別為外部串接的柵極電阻和內(nèi)部的柵極電阻。漏源電壓

V

()、輸出電容

C

()、反向傳輸電容

C

()均為廠家數(shù)據(jù)手冊中提供的額定參數(shù)。

C

1、

C

分別為器件的輸入電容和反向傳輸電容。

V

()為設(shè)計時的電源電壓。

V

、

V

()分別為柵極的開啟電壓和米勒平臺電壓，其數(shù)值可以通過查找廠家提供的

I

-

V

曲線按著下面的公式進(jìn)行計算

(12)

(13)

其中

I

1=

K

(

V

1-

V

())，

K

為與器件相關(guān)的常數(shù)。

在圖1所示的電路中，二極管的損耗主要也是由通態(tài)損耗和開關(guān)損耗兩部分構(gòu)成，其中通態(tài)損耗是指二極管在通態(tài)下，由于承受的正向電壓和電流，該電流在二級管內(nèi)阻上做功產(chǎn)生，其數(shù)值可以由式(14)計算

(14)

(15)

(16)

二級管的另外一個損耗為開關(guān)損耗，二級管在開通時，將承受較高的導(dǎo)通電壓，經(jīng)過

t

時間后，降低為二級管固有的正向壓降，在開通的期間二級管產(chǎn)生的損耗為

P

=0

.

5

f

I

(

U

-

U

0)

t

(17)

其中

U

為二級管導(dǎo)通時承受的最高電壓，該值可從二級管廠商提供的Datasheet中獲得。

3 溫升機(jī)理

同步直流變換器在工作過程中的損耗，在密閉空間中，將以熱量的形式存在，進(jìn)而導(dǎo)致MOSFET發(fā)生溫升的問題，其溫度的變化受多種因素的影響，如圖3所示。

圖3 溫升模型

如器件的體積、器件的封裝方式、以及氣流循環(huán)等。為了精確計算損耗帶來的溫升問題，文獻(xiàn)[15，16]從電路的角度，通過引入熱阻的概念建立了熱阻等效電路。熱量在熱流路徑上遇到的阻力即為熱阻，其反映了介質(zhì)之間的傳熱能力，表示1W的能量所能引起的溫升大小。熱阻和功率損耗以及溫升的關(guān)系式為

R

=Δ

T/P

(18)

在電路分析中，可以將MOSFET 的各部分損耗功率作為電流源對待；將熱阻作為等效電阻對待，而將溫升效應(yīng)對應(yīng)于等效電壓，便可得到圖4所示的熱阻等效電路模型。

圖4 熱阻等效電路

在圖4 中，

T

和

T

分別為 MOSFET 和二極管的結(jié)溫，Tc，Ts分別為MOSFET的殼溫和散熱器溫度，

Ta

為環(huán)境溫度；

P

和

P

分別為MOSFET和二級管產(chǎn)生損耗的等效電流源。

R

和

R

分別為 MOSFET 和二極管硅片至外殼間的熱阻；

R

為器件外殼至大氣間的熱阻；

R

為管殼與散熱器之間的熱阻，

R

為散熱器與環(huán)境之間的熱阻。由此等效電路，可得到各點(diǎn)的溫度。在上述等效電路中，MOSFET內(nèi)部的熱阻和二級管的內(nèi)阻可以從MOSFET以及二級管提供的Datasheet獲取，本文選取的1XFH88N30PMOSFET器件和二級管DPG60C400HB的熱阻參數(shù)如表1所示：

表1 MOSFET與二級管的熱阻參數(shù)

4 仿真模型

根據(jù)上述損耗以及溫升機(jī)理模型，在Matlab環(huán)境下，利用Simscap工具箱中的組件，搭建如圖5所示的溫升仿真模型。在該模型中，考慮到實(shí)際的熱傳遞情況，結(jié)點(diǎn)與殼體之間的熱傳遞方式為傳導(dǎo)方式；殼體與散熱器之間的熱量關(guān)系為熱交換的形式，在參數(shù)配置中，需要接觸面積，器件封裝尺寸以及器件出廠時的各部分的溫度測試數(shù)據(jù)，這些數(shù)據(jù)一旦在確定了器件的型號后，便可從廠方提供的Datasheet中獲得，模型主要參數(shù)配置如表2所示。

表2 溫升模型參數(shù)配置

圖5 溫升仿真模型

運(yùn)行該模型，可以得到圖6 所示的不同時間點(diǎn)的溫度變化曲線。

圖6 溫升仿真結(jié)果

從圖6的變化曲線中，可以看出，下橋臂的最高溫度比上橋臂要高，這與文章前面的分析一致，因?yàn)橄聵虮鄣膶?dǎo)通時間長，通態(tài)損耗大。由圖6可知，器件的最高溫度為420K左右，該溫度對應(yīng)的攝氏溫度大約為150℃左右，同時各部分的溫度都與廠家提供的變化曲線接近，說明該溫度模型能夠表示真實(shí)器件內(nèi)部溫度的變化，仿真模型有效。

將完成的溫升仿真模型進(jìn)行Mask封裝，以方便后續(xù)Buck變換器建模時的調(diào)用。根據(jù)同步Buck變換器的工作原理，搭建圖7所示的電路模型仿真圖。該電路模型完成直流30V電源變?yōu)橹绷?5V降壓電路功能。通過在MOSFET開關(guān)器件中加入溫升變化成分，研究溫升對變換電路的影響，主要仿真參數(shù)如表3所示。

表3 仿真參數(shù)配置

圖7 同步Buck變換器仿真模型

在圖7的電路中，模擬熱源1，2分別代表溫升效應(yīng)的上橋臂、以及下橋臂的影響；

PWM

控制用來產(chǎn)生

MOSFET

管柵極開關(guān)信號，可變負(fù)載模塊模擬周期變化的外界負(fù)載，

PI

控制用來實(shí)現(xiàn)電路的閉環(huán)控制，以確保輸出電流的質(zhì)量。

圖8 輸出電壓與PWM控制信號對應(yīng)圖

圖8為輸出電壓與控制信號之間的對應(yīng)關(guān)系圖。從圖中可以看出，當(dāng)

PWM

控制信號為高電平時，

MOSFET

開關(guān)管導(dǎo)通，在輸出端輸出15

V

的電平，由于穩(wěn)壓電容

C

的存在，使輸出可以穩(wěn)定在15

V

左右，僅在每次

PWM

控制信號變化時，輸出電壓有小幅變動，該變動在±3

%

的范圍內(nèi)進(jìn)行波動。同時對于

PWM

信號，理想的控制信號源輸出硬是矩形波，但實(shí)際的輸出波形具有一定的拖尾性，這是因?yàn)閷?shí)際的電子元器件是達(dá)不到理想的開關(guān)特性；此外，從

PWM

控制信號可以看出，模型的占空比是小于1的數(shù)，這與前面的理論分析相一致。

圖9是分別仿真了有溫升效應(yīng)和無溫升效應(yīng)的輸出對比。

圖9 有無溫升效應(yīng)輸出對比

從圖中可以看出，當(dāng)不考慮溫升效應(yīng)時，仿真模型輸出的電壓值較考慮了溫升效應(yīng)的模型要高。這是因?yàn)橛捎跍囟鹊纳?，?dǎo)致開關(guān)器件的內(nèi)阻增大，由歐姆定理可知，對于串聯(lián)電路，內(nèi)阻的增大意味著電路中流過的電流將減小；對于負(fù)載，由于其電阻不變，電流減小，因此導(dǎo)致負(fù)載上的電壓(輸出電壓)有所下降，所以在實(shí)際電路中的設(shè)計，為了保證輸出電壓的恒定，需要增加穩(wěn)壓的設(shè)計。

為了研究溫度的升高對開關(guān)器件開啟電壓的影響，文章仿真了不同的工作條件下

MOSFET

開啟電壓曲線，如圖10，11所示。對比圖10，圖11中的柵極開啟電壓(

Gate

-

source

voltage

)可以看出，在不考慮溫升效應(yīng)時，柵極開啟電壓較考慮了溫升效應(yīng)的柵極開啟電壓要高，這主要是由于溫度的升高加快了電子在器件內(nèi)部的流動所致，從而只要較小的開啟電壓就可以工作。從圖10，11可以看出，除了對柵極的開啟電壓有比較明顯影響外，溫升效應(yīng)對器件的其它方面不明顯。

圖10 無溫升下的開啟電壓電流

圖11 有溫升下的開啟電壓電流

圖12展示了溫升效應(yīng)對外界控制信號需求的變化。在圖12中，(1)表示無溫升情況下，外部控制信號的情況，(2)表示有溫升的情況。對比圖12中的(1)，(2)可知，溫度的升高，致使器件的開啟電壓變低，所需的控制信號有所減小，控制信號的持續(xù)時間有所縮短。

圖12 溫升對控制信號的影響

5 結(jié)論及建議

文章選取同步直流變換器中的

MOSFET

開關(guān)器件作為研究對象，推導(dǎo)了開關(guān)器件的功率損耗計算方法以及熱阻等效電路，針對開關(guān)器件的結(jié)溫、外殼溫度以及散熱器溫度的傳導(dǎo)方式和變化規(guī)律在

Matlab

環(huán)境下搭建了

MOSFET

的溫升模型，借助該模型研究了同步

BUCK

直流變換器的輸出以及控制信號受到的影響，仿真結(jié)果表明，文章提出的溫升模型可以正確模擬開關(guān)器件的溫度變化曲線；開關(guān)器件的溫升將會使開關(guān)器件內(nèi)阻變高，柵極開啟電壓下降，輸出電壓變??；對

PWM

控制信號要求較正常情況下有所降低。在

BUCK

變換器的設(shè)計中，可以借助該模型的仿真結(jié)果，輔助修正

BUCK

變換器中確定電感

L

和平滑電容

C

的大小，也可用于反饋控制器的設(shè)計。該溫升模型還可用于其它功率變換器的設(shè)計中，用于精校電路中的參數(shù)選擇。