朱 旭，楊 健，楊 濤

（1. 中國人民解放軍 32802部隊，北京 100191；2. 電子科技大學電子科學與工程學院，四川成都 611731）

1 引言

分支線電橋和帶通濾波器在無線通信射頻前端中被大量使用. 為了縮小電路尺寸，降低電路級聯產生的失配損耗，使用集成濾波響應的分支線電橋或稱濾波分支線電橋是一個有效的解決手段. 文獻［1］和文獻［2］分別設計了兩款固定工作頻率的濾波分支器電橋.為了進一步滿足認知無線電對多頻多模的應用需求，具有頻率調節(jié)功能的可重構器件因其具有減小電路體積以及降低設計復雜度的優(yōu)勢，受到了學術界前所未有的關注. 然而，具有頻率調節(jié)功能的可重構濾波分支線電橋鮮有報道，在文獻［3］中，通過使用電長度可控的諧振器，一款頻率可調的濾波分支線電橋被成功設計. 然而，電路的插入損耗以及輸出平衡度不佳. 除了工作頻率的調節(jié)，為了進一步拓寬電路的應用場景，提升連接接收機和發(fā)射機的匹配電路性能，實現對輸出端口的控制十分必要. 文獻［4］中給出了一款頻率、輸出功分比、耦合方向均可重構的分支線電橋設計方案，然而，電路的輸出信號幅度平衡度不佳，尤其是工作在反向耦合模式時，信號幅度平衡度較差. 文獻［5］中，一款基于CMOS工藝的分支線電橋被提出，電路通過對電容電感進行控制實現輸出端口的切換. 通過調研，所有關于輸出端口可重構的分支線電橋都沒有實現濾波響應的集成，降低了在射頻前端中的適用范圍. 文獻［6］提出了一種頻率可調、工作模式可切換的多功能濾波電橋，然而無法實現在濾波分支線電橋工作模式下輸出端口的切換.

本文提出了一種集成頻率可調、輸出端口可切換的濾波分支線電橋設計方法，并基于PCB 工藝完成了電路設計、加工與測試，下面將給出具體的理論分析過程與測試結果.

2 理論分析

圖1 給出了所提出的濾波分支線電橋的電路結構圖. 電路由4 個半波長階躍阻抗諧振器R1，R2，R3 和R4構成. 接地的變容二極管D0加載在諧振器的開路端用于頻率調節(jié)，其中心頻率調節(jié)原理與諧振器物理尺寸選擇可以參考文獻［8］中的方法. 背靠背連接的變容二極管Dc1與Dc2加載與相鄰的諧振器之間用于控制諧振器的級間耦合，從而實現耦合器輸出端口的切換. 變容二極管Dm與固定電容串聯后加載于電路的輸入、輸出端口用來改善阻抗匹配.

圖1 可重構濾波分支線電橋結構圖

本文提出的濾波分支線電橋的等效電路如圖2 所示，其中LC 并聯諧振單元用以等效半波長階躍阻抗諧振器. 等效特性導納為J1=aY0（其中a>0，Y0為端口導納）的+90°J變換器用于替代諧振器R1與R2、R3與R4之間的耦合. 等效特性導納為J1=bY0（其中b<0）的-90°J變換器用于替代諧振器R1 與R4、R2 與R3 之間的耦合. 該電路的輸出端口可以在沒有外接開關的條件下實現切換. 正向輸出模式如圖3（a）所示，端口1和端口4 分別為輸入端口和隔離端口，端口2 和端口3為輸出端口且輸出信號具有+90°的相差，即∠S21-∠S31=+90°. 反向輸出模式如圖3（b）所示，端口1 和端口2 分別為輸入端口和隔離端口，端口3 和端口4 為輸出端口且輸出信號具有-90°的相差，即∠S21-∠S31=-90°.

圖2 可重構濾波分支線電橋等效電路

圖3 不同輸出模式原理圖

由于所提出的濾波分支線電橋關于平面PP′和QQ′平面對稱，可以通過奇偶模分析法對電路特性進行分析. 與文獻［6］中的設計步驟類似，可以計算出可重構濾波分支線電橋的S參數為

其中，k0為給定濾波器指標后根據耦合諧振器理論得出的諧振器級間耦合系數，其綜合方法見文獻［7］. 本文假設耦合系數的負號對應電感耦合，正號對應電容耦合. 式（2）和式（3）表明耦合系數k12和k34需要保持電容耦合，耦合系數k13和k24需要保持電感耦合. 那么，通過選擇合適的耦合系數，滿足式（2）和式（3）的條件，所提出的可重構濾波分支線電橋就可以實現輸出端口的切換.

為了得出可重構濾波分支線電橋在不同輸出端口工作模式下所需要的耦合系數值，可以采用文獻［8］中的方法對諧振器間的耦合系數大小進行分析和計算.由于諧振器背靠背排列，并且環(huán)形半波長諧振器的中間部位間距較小，諧振器R1和諧振器R4（諧振器R2和諧振器R3）間的耦合由電感耦合主導. 因此，當諧振器間沒有加載變容二極管Dc1時，耦合系數k14和k23為電感耦合（k14<0，k23<0）. 當加載變容二極管Dc1后，會引入額外的電容耦合用于抵消固有的電感耦合，從而導致級間總的耦合大小隨著變容二極管Dc1引入的電容Cc1的增加而減小. 圖4（a）給出了諧振器R1 和R4（諧振器R2 和R3）間的耦合系數k14（k23）隨電容Cc1在不同諧振器間距s1下的計算值. 可以看出，耦合系數k14（k23）在維持負值的同時，隨著Cc1的增加而減小，因此可以通過控制電容Cc1的值，使得耦合系數k14（k23）滿足式（2）和式（3）.

圖4 耦合系數與級間加載電容大小的對應關系(諧振器物理尺寸為l1=3.4 mm,l2=8.2 mm,w1=2 mm,w2=0.8 mm)

類似地，諧振器R1 和R2（諧振器R3 和R4）間的耦合由電容耦合主導［8］，總的耦合大小會隨著由變容二極管Dc2引入的電容Cc2的增大而增加. 圖4（b）給出了諧振器R1 和R2（諧振器R3 和R4）間的耦合系數k12（k34）隨電容Cc2在不同諧振器間距s2下的計算值. 可以看出，耦合系數k12（k34）在維持正數的同時，隨著Cc2的增大而增加，因此可以通過控制電容Cc2的值，使得耦合系數k12（k34）滿足式（2）和式（3），從而實現可重構濾波分支線電橋輸出端口的切換.

3 仿真與測試

中心頻率1.4 GHz、相對帶寬5%，波紋系數0.1 dB的準切比雪夫濾波器原型被用于可重構濾波分支線電橋設計. 根據文獻［9］，初始的二階帶通濾波器的級間耦合系數為k0=0.069，外部品質因數Qe=16.861. 根據式（2）和式（3），在正向輸出模式下，濾波分支線電橋所需的耦合系數為k12=k34=k0=0.069，k14=k23=-k0=-0.069；在反向輸出模式下，濾波分支線電橋所需的耦合系數為k12=k34=k0=0.069，k14=k23=-k0=-0.098. 為了實現所有端口與50 Ω 匹配，所有輸出模式下所需的端口外部品質因數為Qe=16.861. 需要指出的是，外部品質因數可以通過調節(jié)變容二極管Dm以及輸入/輸出抽頭的位置l3進行調節(jié)，其設計方法可以參考文獻［8］.

提出的可重構濾波分支線電橋使用厚度為25 mil的Rogers 6010 介質板進行實物加工. 變容二極管D0，Dm和Dc2使用的商用變容二極管型號為MA46H202（Cj=0.7～7 pF），變容二極管Dc1使用的商用變容二極管型號為MA46H201（Cj=0.3～2.2 pF）. 6 pF 的集總電容與變容二極管Dm串聯用于隔直以及端口匹配. 圖5 給出了所設計電路的實物照片，電路尺寸見表1.

圖5 可重構濾波分支線電橋實物照片

表1 電路物理尺寸/m

可重構濾波分支線電橋在正向輸出模式下（∠S21-∠S31=90°）的S參數仿真與測試結果見圖6（a）～（c）. 其通帶的調節(jié)范圍為1.2～1.6 GHz，在相對帶寬為5%時的插入損耗（|S21|和|S31|）的變化范圍為（3+3.2）dB 至（3+2.7）dB. 通帶調節(jié)范圍內的回波損耗（|S11|）和隔離度（|S41|）分別優(yōu)于15 dB 和13 dB. 圖6（d）為正向輸出模式下幅度與相位不平衡度測試結果，其中幅度不平衡度在1 dB帶寬內優(yōu)于0.4 dB，所有工作中心頻率處的相位不平衡度均優(yōu)于2°.

圖6 正向工作模式下可重構濾波分支線電橋S參數仿真與測試結果(注:相同顏色的測試曲線對應相同的中心頻率)

可重構濾波分支線電橋在反向輸出模式下（∠S21-∠S31=-90°的S參數仿真與測試結果見圖7（a）～（c）. 其通帶的調節(jié)范圍為1.2～1.6 GHz，在相對帶寬為5%時的插入損耗（|S31|和|S41|）的變化范圍為（3+3.3）dB 至（3+2.8）dB. 通帶調節(jié)范圍內的回波損耗（|S11|）和隔離度（|S21|）分別優(yōu)于15 dB 和12 dB. 圖7（d）為反向輸出模式下幅度與相位不平衡度測試結果，其中幅度不平衡度在1 dB帶寬內優(yōu)于0.4 dB，所有工作中心頻率處的相位不平衡度均優(yōu)于2°. 兩種工作模式均實現了良好的濾波以及分支線電橋性能.

圖7 反向工作模式下可重構濾波分支線電橋S參數仿真與測試結果(注:相同顏色的測試曲線對應相同的中心頻率)

表2 列出了本工作與其他輸出端口可切換分支線電橋的性能對比. 與文獻［4］對比，提出的濾波分支線電橋顯著提高了輸出信號間的幅度平衡度. 同時，本工作是目前唯一實現濾波響應的輸出端口可切換分支線電橋. 低Q值的變容二極管導致了加工電路較高的插入損耗，本方案選用的商用變容二極管在該工作頻段下的無載Q值約為50，從而導致了電路具有較高的插入損耗. 為了改善電路的插入損耗，可以選用高Q值的變容管（比如MEMS 工藝的變容管，其無載Q值大于200）. 這里需要指出的是，運用文獻［4］和文獻［8］中控制諧振器間耦合系數的方法，本工作可以實現在兩種輸出模式下輸出功分比的調節(jié).

表2 本工作與其余端口可重構分支線電橋性能對比

4 總結

本文提出了一種創(chuàng)新的可重構濾波分支線電橋設計方法，通過改變?yōu)V波分支線電橋諧振器之間耦合的性質與強弱實現電路工作頻率與信號輸出端口的靈活控制. 測試結果顯示該電路的中心頻率調節(jié)范圍為1.2～1.6 GHz，正向輸出和反向輸出時的相差分別為90°和-90°. 驗證電路展現了優(yōu)秀的調節(jié)能力與靈活的自由度. 該電路設計方案有望被應用于認知無線電中.