馮唯真， 盛義發(fā)， 李佩文， 鄒 霽， 鄒賢政

（1.南華大學電氣工程學院， 湖南 衡陽 421001；2.漣源市庫區(qū)移民事務中心， 湖南 漣源 417100）

新能源汽車具有節(jié)能環(huán)保、 經濟性好、 效率高， 舒適度高、 噪聲低等優(yōu)點， 但是其續(xù)航里程受到電池技術與充電環(huán)境的制約。 車網互動技術提出要充分加強車網高效互動， 提升清潔能源消納， 對于服務雙碳目標， 推動新能源汽車融入新型電力系統(tǒng)有著重要意義。 新能源汽車通過雙向充電器與電網進行能量雙向流動， 從而參與電網調度，對電網有著削峰填谷的積極作用。

1 新型CLLC諧振式DAB

1.1 雙有源橋式DC-DC變換器（Dual active bridge，DAB）

雙 向DC/DC 變 換 器 （Bidirectional DC/DC Converter，BDC） 根據有無隔離功能分為兩種： 隔離型和非隔離型。非隔離型BDC拓撲不含變壓器， 不能實現電氣隔離， 一般只應用于小功率的場合， 故新能源汽車雙向充電器采用隔離型雙有源橋式DC-DC變換器 （Dual active bridge， DAB），如圖1所示。

圖1 DAB變換器拓撲圖

DAB的結構簡單， 電路能實現軟開關， 常采用移相控制， 但存在功率回流， 有時會喪失軟開關特性， 導致變換器的能量利用率下降。 針對此問題， 設計一種新型雙向全橋CLLC諧振式DC-DC變換器， 該變換器是在原拓撲結構中嵌入諧振單元， 提出一種基于PID控制器的電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)， 形成了諧振型雙向全橋DC-DC變換器， 以拓寬ZVS范圍、 降低關斷損耗， 提高能量利用率。

1.2 雙向全橋CLLC諧振式DC-DC變換器

設計的新型雙向全橋CLLC諧振式DC-DC變換器如圖2所示。 該電路的原邊全橋是由Q、 Q、 Q、 Q這4個開關管組成， C是該電路原邊的諧振電容， C是該電路副邊的諧振電容， L是該電路原邊的諧振電感， L是該電路副邊的諧振電感， T是該電路中的高頻隔離變壓器， 副邊全橋由Q、 Q、 Q、 Q這4個 開 關 管 組 成。 電 路 拓 撲 中 定 義： V、V分別為變換器兩端的電壓， V、 V分別為變壓器原副邊兩側的電壓， L并聯在高頻電壓器的兩端， 是高頻變壓器的勵磁電感， 實際情況下， L將會集成到變壓器中。 C、C在電路中發(fā)揮隔直的作用， D~D是反向并聯的二極管，C~C是開關管之間并聯的寄生電容。 正向工作時， D~D作為開關管使用； D~D的驅動封鎖作為整流二極管使用，反向工作時， 則相反。 故而以下分析皆以正向工作狀態(tài)進行分析。

圖2 雙向全橋CLLC諧振式DC-DC變換器

假設電路已工作在穩(wěn)定狀態(tài)， 其工作波形如圖3 所示。由波形可知， CLLC 諧振變換器的周期存在4 種運行模態(tài)，又因由于其前半周期與后半周期對稱， 故而只需要對前兩種模態(tài)進行研究， 詳細分析如下。

圖3 工作波形

1） 運 行 模 態(tài)1 （[t， t]階段）： 對應的等效電路圖如圖4所示。

圖4 模態(tài)1電路

在t時刻， 原邊開關管Q、Q關斷， Q、 Q開通， 原邊全橋輸出電壓 V由-V升至V。 原邊電流i在t時刻極性為負， 先下降至0， 極性轉正， 接著上升至峰值后再下降， 至t時刻與勵磁t電流i相等， 副邊電流i也開始從0上升， 極性為負， 達到峰值后又下降， t時刻又歸零， 并流過二極管D和D。 i和i的波形近似為正弦波， 而勵磁電流i則接近于線性變化。

2） 運行模態(tài)1 （[t， t]階段）： 對應的等效電路模態(tài)如圖5所示。

圖5 模態(tài)2電路

在t時刻副邊電流i降低至0， Q和Q關斷， 而此時副邊全橋輸出電壓V不足以使Q和Q導通， 所以副邊全橋中的所有器件均將處于關斷狀態(tài)。 副邊諧振電感、 副邊電容將退出諧振過程， i保持為0， 實現了零電流關斷 （ZCS）。 諧振網絡由原邊諧振電感、 原邊諧振電容和勵磁電感一起構成， 所以此時i和i保持相等， 呈線性上升趨勢， 且上升速率低于前一模態(tài)， 這段時間內由副邊濾波電容來維持負載功率。

在t時刻， 原邊開關管動作， V的極性由正變負， 電路進入負半周期。 此時Q和Q關斷， Q和Q開通， i在此時的極性為正， 在死區(qū)時間內換流至D和D， 使Q和Q的漏級D、 源級S兩端電壓降至0， 使其實現了零電壓開通 （ZVS）。

1.3 CLLC諧振變換器增益特性

利用基波分析法， 可以得到CLLC變換器的基波等效電路， 如圖6所示。

圖6 CLLC諧振變換器的基波等效電路模型

式中： n——變壓器變比； R——輸出負載。 由此可以求得基波等效電路的傳遞函數為：

化簡整理得：

由此可知， 諧振變換器增益特性受k值和Q值的影響，通過改變這兩個參數可以調整諧振變換器的增益特性。 圖7~圖8為電壓增益與k、 Q的關系圖。

圖7 不同k值下的關系圖

圖8 不同Q值下的關系圖

2 實驗

通過在MATLAB/Simulink中搭建的相關電路仿真模型，搭建的變換器采用電壓電流雙閉環(huán)控制， 其核心為PID控制器， 輸出電流作為內環(huán)， 輸出電壓作外環(huán)， 其輸出波形如圖9~圖13所示。

由圖9、 圖10的仿真結果， 結合前文分析， 可以看出該CLLC諧振變換器的開關管很好地實現了軟開關； 圖11可以看出輸出電流電壓的誤差波動均在0.1%以下， 足以證明該變換器的穩(wěn)定性能優(yōu)秀； 圖12、 圖13可以看出輸出電流與輸出電壓均在0.0025s內達到穩(wěn)定， 可以看出其動態(tài)響應快速。

圖9 驅動信號和漏源極之間的電壓波形

圖10 勵磁電流與諧振電流波形

圖11 輸出電流波形

圖12 輸出電壓波形

圖13 輸出電壓電流放大波形

3 結語

首先對CLLC雙向變換器的工作模態(tài)進行了分析， 然后對其電壓增益展開了討論， 提出了一種基于PID控制器的電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)， 最后在MATLAB/Simulink中搭建了仿真模型。 實驗證明， 該變換器的穩(wěn)定性強， 動態(tài)響應快速， 實現了能量的雙向流動與完全的軟開關化。