王 巍,周楊春,王 方,譚紀(jì)偉,滕洪菠,李俊峰(重慶郵電大學(xué) 微電子工程重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400065)

0 引言

作為射頻前端實(shí)現(xiàn)通信和導(dǎo)航等信號(hào)交互的關(guān)鍵芯片，聲表面波(SAW)濾波器廣泛應(yīng)用于移動(dòng)通信領(lǐng)域。梯形結(jié)構(gòu)的SAW濾波器具有帶寬、帶外抑制設(shè)計(jì)靈活和低插損等特性，可適應(yīng)不斷升級(jí)的通信設(shè)備對(duì)SAW濾波器的性能要求，因而已作為設(shè)計(jì)高頻低插損SAW濾波器時(shí)的首選結(jié)構(gòu)[1-3]。為了獲得更低插損，本文分析了SAW傳播時(shí)能量分布隨電極厚度的變化關(guān)系，采用0.33λ～0.36λ(λ為波長(zhǎng))的厚膜電極使聲波能量限制于材料表面，降低了SAW傳播時(shí)壓電材料和模式轉(zhuǎn)換對(duì)能量的消耗。

梯形SAW濾波器由串并聯(lián)諧振器級(jí)聯(lián)而成，諧振器性能直接影響器件的整體性能，其叉指電極在壓電材料表面除激發(fā)和接收所需模式的SAW外，還有其他(如橫向模的雜模)干擾[4-8]。橫向模引入的尖峰損耗直接增大了濾波器的帶內(nèi)波動(dòng)，且尖峰損耗出現(xiàn)的位置靠近中心頻率，無法避免在通帶內(nèi)出現(xiàn)。研究發(fā)現(xiàn)，該干擾模主要由換能器、間隙和匯流條等不同結(jié)構(gòu)區(qū)域的聲速不同引起[9]。為了提高高頻SAW濾波器的性能，減小帶內(nèi)橫向模的干擾，本文研究了占空比、反射柵周期和叉指對(duì)數(shù)對(duì)通帶的影響，并設(shè)計(jì)了一種叉指換能器(IDT)型反射柵結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)對(duì)諧振器和一階梯形濾波器的帶內(nèi)最大尖峰損耗在采取常用優(yōu)化措施基礎(chǔ)上進(jìn)一步減小了0.55%和0.65%。

本文分析了“T”型和“π”型鏡像拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與頻率響應(yīng)的關(guān)系，以4階梯形結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)了“T+π”型鏡像型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，優(yōu)化了器件的矩形度，并改善了普通梯形結(jié)構(gòu)通帶左右邊緣的凹陷問題?；贑OMSOL的有限元仿真結(jié)果表明，“T+π”型鏡像型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的中心頻率為2.520 5 GHz，插入損耗為-0.502 12 dB，帶內(nèi)波動(dòng)為0.646 89 dB,帶寬大于98 MHz,帶外抑制大于30 dB。

1 低插損特性的研究

如圖1所示，SAW傳播時(shí)，損耗主要來自邊緣輻射、橫向能量泄漏、材料的粘性損耗、電極的歐姆損耗及SAW向材料深度方向的能量泄漏和模式轉(zhuǎn)換損耗[10]。瑞利波主要集中于材料表面，為了減小瑞利型SAW濾波器的插入損耗，應(yīng)盡量使聲能限制于材料表面，從而減小SAW傳播時(shí)的能量泄漏。

1.1 模型的建立

瑞利波不存在聲孔徑方向上的位移[11],且孔徑長(zhǎng)度遠(yuǎn)大于電極寬度，因此，可采用平面假設(shè)[12]?；贑OMSOL建立SAW器件的二維周期性結(jié)構(gòu)如圖2所示。底部設(shè)置為固定約束，左右兩側(cè)分別在固體力學(xué)和靜電物理場(chǎng)中設(shè)置為周期性條件[13]，底部設(shè)置1個(gè)0.5λ(波長(zhǎng)λ=1.6 μm)、材料為128°YX-LiNbO3的完美匹配層(PML)，以降低底面反射的影響[14]，電極材料為金屬Al。

圖2 二維周期性結(jié)構(gòu)

1.2 結(jié)果分析

為了減小SAW在壓電材料中傳播時(shí)的損耗，應(yīng)盡量使聲能限制于LiNbO3材料的表面[15-16]?；诙S模型(見圖2)將研究類型設(shè)置為“特征頻率”，使用參數(shù)化掃描工具以0.05 μm為步長(zhǎng)依次改變電極厚度，求解得到SAW傳播時(shí)的能量密度分布隨材料深度的變化關(guān)系如圖3所示。圖中，hAl為金屬電極厚度，H為壓電材料厚度。

圖3 能量密度隨滲入材料深度的變化

為了便于分析，已將圖3的橫坐標(biāo)取反，小于0的部分對(duì)應(yīng)二維形變圖的0上部分(即金屬電極的厚度)，大于0的部分對(duì)應(yīng)二維形變圖的0下部分(即壓電材料的厚度)。由圖3可看出，hAl<0.2 μm,即相對(duì)于電極周期膜厚小于12.5%時(shí)(圖中虛線)，隨著hAl的增加，在同一壓電材料內(nèi)部(同一橫坐標(biāo)位置)由壓電效應(yīng)引起的能量密度增加，說明更多的能量被傳播到壓電材料內(nèi)部，不利于減小材料的粘性損耗、縱向能量泄漏及SAW向體波的轉(zhuǎn)換損耗。在hAl為0.25～0.50 μm(相對(duì)厚度為15.6%～31.25%)內(nèi)，隨著hAl的增加，壓電材料內(nèi)的能量密度越來越小，則壓電材料及通過壓電材料轉(zhuǎn)換消耗的能量降低。而總能量不變，通過能量守恒可推斷出，趨于材料表面激發(fā)的瑞利型SAW的強(qiáng)度將得到提高。

每條叉指電極均為長(zhǎng)方體形狀的Al金屬指條，以圖1所示的方向看去，其橫截面積S為

S=hAl×a

(1)

式中a為電極寬度。

每條電極的電阻為

(2)

式中：W為電極孔徑；ρ為電阻率。

當(dāng)ρ和a保持不變(本文均采用Al作為電極材料)時(shí)，R與hAl成反比。隨著hAl的增加，電極的橫截面積增大，電極電阻減小，則電極的歐姆損耗降低。

分析圖3電極部分可得，隨著電極厚度的增加，電極承受的功率逐漸上升，如果功率太高可能發(fā)生電極燒毀，這不利于器件的耐功率特性。設(shè)總體積為1，則單位面積下電極所承受的最大能量為

(3)

式中Pmax為不同電極承受的最大能量。

圖4 單位電極面積承受的最大能量

2 減小橫向模干擾

2.1 占空比的分析

占空比為

η=a/p

(4)

式中p=0.5λ為指間距。

對(duì)于均指結(jié)構(gòu)，η=0.5。表1為器件結(jié)構(gòu)參數(shù)。表中，N為叉指對(duì)數(shù)，Ng為反射柵對(duì)數(shù)。在COMSOL中分別建立串、并聯(lián)諧振器及一階梯形帶通濾波器的二維等效模型[17]，并計(jì)算得到器件的頻率響應(yīng)，如圖5所示。

表1 器件結(jié)構(gòu)參數(shù)

圖5 器件的頻率響應(yīng)

由圖5可知，采用厚膜電極(hAl=0.40 μm，即相對(duì)厚度>10%λ)的并聯(lián)諧振器通帶平滑，串聯(lián)諧振器通帶內(nèi)出現(xiàn)橫向模式干擾，并引入了尖峰損耗。而梯形SAW濾波器由串、并聯(lián)諧振器相互級(jí)聯(lián)，并通過電耦合實(shí)現(xiàn)，其通帶內(nèi)尖峰損耗出現(xiàn)的位置與串聯(lián)諧振器中橫向模式的諧振點(diǎn)位置一致。因此，對(duì)于梯形濾波器，其通帶平坦度和紋波主要受串聯(lián)諧振器影響。

圖6為參數(shù)化掃描串聯(lián)諧振器占空比η得到的一階梯形SAW濾波器的頻率響應(yīng)。由圖可得，帶外抑制隨著η的增大而減小，當(dāng)η=20%時(shí)，濾波器的帶外抑制最高，但通帶出現(xiàn)凹陷，且插入損耗大，不適用低插入損耗指標(biāo)的實(shí)現(xiàn)。η為40%～60%時(shí)，插入損耗降低至-1 dB內(nèi)，但帶寬隨著η的增加而減??；當(dāng)繼續(xù)增加η=80%時(shí)，帶寬反轉(zhuǎn)增大，損耗降低，這有利于完成寬帶低插入損耗的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。為了提高梯形SAW濾波器的頻率選擇性，通常采取多級(jí)級(jí)聯(lián)的方式，而η=40%的一階濾波器的頻率響應(yīng)帶內(nèi)平均損耗較大，多級(jí)級(jí)聯(lián)時(shí)通帶損耗隨著級(jí)聯(lián)階數(shù)的增加而增大，對(duì)實(shí)現(xiàn)低插入損耗指標(biāo)不利。而η為50%、80%時(shí)，帶寬基本相同，除尖峰損耗外，在η=80%時(shí)，帶內(nèi)整體損耗達(dá)最低，其頻響特性適用于低插入損耗寬帶濾波器的設(shè)計(jì)。但在2 515.5 MHz引入了一個(gè)尖峰損耗，使得濾波器的紋波和通帶平坦度增大。由文獻(xiàn)[10]可知，該損耗及其他幅值較小的尖峰損耗主要由換能器、間隙等區(qū)域的聲速不同而造成的橫向模式干擾。該模式因靠近中心頻率而在通帶內(nèi)出現(xiàn)，但可采取級(jí)聯(lián)不同叉指對(duì)數(shù)的串聯(lián)諧振器、調(diào)整占空比和反射柵周期等措施削弱該模式的影響，使其降低到可接受范圍內(nèi)。

圖6 不同η器件的頻率響應(yīng)

2.2 反射柵結(jié)構(gòu)的分析

反射柵陣列的每根電極都會(huì)反射波，其中相位不同的波相互干擾并在一定波段內(nèi)相互抵消，而相位相同的波相互疊加形成強(qiáng)烈的反射波[18]。因此，可采取調(diào)整反射柵結(jié)構(gòu)的措施減小該干擾模式引入的損耗，并使其降低。

2.2.1 反射周期對(duì)橫向模式的影響

圖7 改變反射柵周期器件的頻率響應(yīng)

改變反射柵的周期大小，削弱反射柵陣列對(duì)尖峰損耗所對(duì)應(yīng)的橫向模式反射是針對(duì)橫向模式干擾的常規(guī)優(yōu)化措施。在hAl=0.4 μm的基礎(chǔ)上，調(diào)整串聯(lián)諧振器的η=80%，再次參數(shù)化掃描改變反射柵周期計(jì)算得到反射柵周期與一階梯形濾波器頻率響應(yīng)的關(guān)系，如圖7所示。由圖可知，帶內(nèi)整體損耗和帶寬變化較小。反射柵周期為0.6 μm時(shí)，最大尖峰損耗最小，通帶最平坦，紋波最小。與圖6相比，最大尖峰損耗由-1.254 45 dB降低至-0.708 85 dB，降低了43.49%，保障了η=80%時(shí)寬帶寬、低插入損耗特性，同時(shí)使通帶橫向模式干擾引起的尖峰損耗降低到小于-1 dB，是可接受范圍內(nèi)。

2.2.2 IDT型反射柵

反射柵電極作為壓電材料表面的金屬電極陣列，在反射IDT激勵(lì)的SAW時(shí)，由于壓電效應(yīng)，電極金屬指條內(nèi)將生成感應(yīng)電荷。如果把這些電荷類似于接收IDT收集起來，則在反射柵匯流條中將產(chǎn)生頻率為f0的感應(yīng)電流。再通過逆壓電效應(yīng)，感應(yīng)電流所產(chǎn)生的電場(chǎng)將反饋激勵(lì)SAW，這將為SAW的傳播提供能量補(bǔ)充，從而減小傳播損耗。因此，為了進(jìn)一步減小傳播損耗和帶內(nèi)波動(dòng)，本文設(shè)計(jì)了一種IDT型反射柵結(jié)構(gòu)，如圖8所示。每個(gè)反射柵周期內(nèi)有一對(duì)叉指電極，類似于換能器的輸入輸出叉指電極，反射柵電極交錯(cuò)排列并分別接入4個(gè)不同的匯流條。

圖8 采用IDT型反射柵的諧振器

對(duì)于諧振器的二維等效有限元模型，反射柵陣列不同的匯流條分別在靜電物理場(chǎng)中設(shè)置為不同的懸浮電位端口，即每個(gè)諧振器的反射柵電極陣列1～4分別設(shè)置為4個(gè)不同的懸浮電位端口，對(duì)于由串、并聯(lián)兩個(gè)諧振器級(jí)聯(lián)的一階梯形濾波器，則需設(shè)置8個(gè)不同的懸浮電位端口。總之，設(shè)置反射柵邊界條件的懸浮電位端口的數(shù)量為諧振器數(shù)量的4倍。

圖9、10分別為采用IDT型反射柵和短路反射柵諧振器的頻率響應(yīng)對(duì)比圖。由圖可得，IDT型反射柵對(duì)未調(diào)整反射柵周期(λg=λ)的均指諧振器的帶內(nèi)最大尖峰損耗優(yōu)化效率為8.84%，對(duì)采取占空比和反射柵周期優(yōu)化措施后，諧振器的帶內(nèi)最大尖峰損耗進(jìn)一步降低了0.55%。與采用短路反射柵的器件結(jié)構(gòu)相比，采用IDT型反射柵的一階梯形濾波器的傳播損耗進(jìn)一步降低，帶內(nèi)最大尖峰損耗降低了0.65%，如圖11所示。這在選取厚膜電極和采取占空比和反射柵周期優(yōu)化措施基礎(chǔ)上，進(jìn)一步減小了橫向模式引入的尖峰損耗，提升了濾波器的通帶性能。

圖9 IDT型反射柵對(duì)未采取均指諧振器的優(yōu)化對(duì)比

圖10 IDT型反射柵對(duì)采取占空比和反射柵周期措施后的優(yōu)化對(duì)比圖

圖11 采用不同反射柵結(jié)構(gòu)的一階梯形濾波器頻率響應(yīng)對(duì)比圖

2.3 梯形拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析

常用梯形拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分為普通型和鏡像型，其中鏡像型的級(jí)間匹配較好。圖12為不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的頻率響應(yīng)。由圖可知，“π”型和“T”型鏡像結(jié)構(gòu)分別優(yōu)化了普通結(jié)構(gòu)通帶左右邊緣的凹陷問題，通帶更平整。結(jié)合“T”型、“π”型結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)，器件采用兩種結(jié)構(gòu)相互級(jí)聯(lián)而成的4階“T+π”型鏡像結(jié)構(gòu)，如圖13所示。圖中S、P分別表示串、并聯(lián)諧振器，P1、P2和S1、S2及P3、P4和S3、S4分別構(gòu)成兩個(gè)“π”型結(jié)構(gòu)，P1、P4和S1～S4構(gòu)成整體的“π”型結(jié)構(gòu)；而P2、P3和S1～S4構(gòu)成“T”型結(jié)構(gòu)。設(shè)計(jì)時(shí)串聯(lián)諧振器的叉指對(duì)數(shù)依次相差1～2對(duì)，以避免帶內(nèi)同一橫向模式干擾隨著級(jí)聯(lián)階數(shù)的增加而疊加。

圖12 不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的頻率響應(yīng)

圖13 4階“T+π”型結(jié)構(gòu)和普通結(jié)構(gòu)

綜合以上設(shè)計(jì)和優(yōu)化方法，最終設(shè)計(jì)的4階梯形SAW帶通濾波器的部分結(jié)構(gòu)參數(shù)如表2所示?；贑OMSOL的有限元仿真結(jié)果如圖14所示。由圖可看出，濾波器中心頻率為2 520.5 MHz，插入損耗為-0.502 12 dB，-1 dB損耗帶寬大于81 MHz，-3 dB損耗帶寬大于98 MHz，紋波為0.646 89 dB，帶外抑制大于30 dB。

表2 器件結(jié)構(gòu)參數(shù)

圖14 器件仿真頻率響應(yīng)圖

3 結(jié)束語

通過有限元結(jié)果表明，對(duì)于2.5 GHz左右的單層膜高頻SAW濾波器，厚膜和非均勻電極結(jié)構(gòu)有效地降低了器件的傳播損耗。采用IDT型反射柵結(jié)構(gòu)并通過調(diào)整反射柵周期，使帶內(nèi)最大尖峰損耗降低了43.49%，有效地削弱了帶內(nèi)由橫向模式引入的尖峰損耗。最后通過級(jí)聯(lián)不同叉指對(duì)數(shù)的串聯(lián)諧振器，并基于4階“T+π”型鏡像拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的SAW帶通濾波器的中心頻率為2 520.5 MHz，插入損耗0.502 12 dB，帶內(nèi)波動(dòng)為0.646 89 dB，帶外抑制大于30 dB。