柯熙政，梁靜遠(yuǎn)，許東升，王佳帆

1 西安理工大學(xué)自動化與信息工程學(xué)院，陜西 西安 710048；

2 陜西省智能協(xié)同網(wǎng)絡(luò)軍民共建重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，陜西 西安 710048；

3 陜西理工大學(xué)物理與電信工程學(xué)院，陜西 漢中723001

1 引言

無線光通信是利用光載波進(jìn)行信息傳輸?shù)囊环N通信方式，具有傳輸速率高、抗電磁干擾、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，在解決“最后一公里”問題、應(yīng)急通信、衛(wèi)星(星地)通信等方面具有良好的應(yīng)用前景。

在無線光通信中主要有兩種調(diào)制解調(diào)方式：相干調(diào)制/外差檢測和強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測(intensity modulation/direct detection，IM/DD)，前者較后者有很好的靈敏度但實(shí)現(xiàn)起來比較復(fù)雜，所以一般都采用強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測系統(tǒng)。應(yīng)用于無線光通信IM/DD系統(tǒng)最早、最普遍和最簡單的調(diào)制方式是開關(guān)鍵控(on-off keying，OOK)，只需控制光源閃爍就可完成編碼調(diào)制，但是OOK 頻譜效率比較低，抗干擾能力差，易受背景光的影響，降低了該調(diào)制方式通信的可靠性，并且通信數(shù)據(jù)傳輸速率很難提高，不能發(fā)揮光通信的頻寬優(yōu)勢。

類脈沖位置調(diào)制是指脈沖位置調(diào)制(pulse position modulation，PPM)、差分脈沖位置調(diào)制(differential pulse position modulation，DPPM)及其組合以及由此演變而成的各種脈沖位置調(diào)制方式。但是激光光束經(jīng)過大氣信道傳輸時，由于大氣衰減以及大氣湍流等各種因素會使光通信系統(tǒng)的差錯控制性能變差。為了提高通信的效率，人們研究了一系列調(diào)制技術(shù)。選擇先進(jìn)的調(diào)制格式以及相應(yīng)的解調(diào)技術(shù)以保證高效率傳輸和低誤碼率，降低大氣環(huán)境對通信系統(tǒng)干擾。因此，對調(diào)制方式的研究是無線光通信領(lǐng)域的重要課題之一。

2 國外研究進(jìn)展

PPM 最早是1978 年由Pierce 提出并應(yīng)用于空間通信，在激光通信中，采用這種調(diào)制方式可以在給定的激光脈沖重復(fù)頻率下，用最小的光平均功率達(dá)到最高的數(shù)據(jù)傳輸率，當(dāng)然PPM 也存在一定的缺點(diǎn)，比如提高抗干擾能力的同時，付出的代價是增加對帶寬的需求。經(jīng)過幾十年的發(fā)展，國外研究學(xué)者在PPM的基礎(chǔ)上研究了多種類脈沖位置調(diào)制，不同的調(diào)制方式在不同的應(yīng)用情況下性能也是不同的。

1978 年美國噴氣推進(jìn)實(shí)驗(yàn)室Pierce 提出了PPM并將其應(yīng)用于無線光通信[3]。

1982 年，Prati 等將PPM 編碼擴(kuò)展為包括多個PPM 幀上的塊脈沖編碼，針對散粒噪聲和熱噪聲的光接收機(jī)模型，提出了最大似然解調(diào)方法[4]。

1983 年，Prati 等對PPM 調(diào)制的激光脈沖擴(kuò)展進(jìn)行了研究，探討了幾種抑制脈沖擴(kuò)展的方法，包括脈沖均衡、擴(kuò)展脈沖積分和脈沖形狀匹配[5]。

1983 年，Garrett 等使用匹配濾波方法分析了脈沖位置調(diào)制傳輸系統(tǒng)的接收靈敏度，結(jié)果表明使用直接檢測也可以使接收靈敏度得到提高[6]。

1986 年，Gardner 等分析了鎖相同步PPM 系統(tǒng)的誤碼率性能，并與完全同步PPM 系統(tǒng)的誤碼率性能進(jìn)行了比較。結(jié)果表明當(dāng)環(huán)路帶寬小于時隙頻率的0.1%時，補(bǔ)償不完全同步所需的信號功率增加很小[7]。

1987 年，Georghiades 等通過對隨機(jī)調(diào)制數(shù)據(jù)的噪聲觀測，推導(dǎo)出了在沒有時隙同步的情況下PPM符號同步的最大似然估計，該隨機(jī)調(diào)制數(shù)據(jù)通過M符號寬的窗口觀測[8]。

1988 年，Davidson 等構(gòu)建了使用PPM 信號的25 Mbit/s 直接檢測光通信系統(tǒng)，并在實(shí)驗(yàn)室條件下測量了其性能[9-10]。

1988 年，Zwillinger 等使用DPPM 脈沖位置調(diào)制的替代編碼方案，結(jié)果表明在某些情況下對于無噪聲帶寬受限和平均功率受限的光信道中，DPPM 比PPM 具有更高的通信速率[11]。

1989 年，Sugiyama 等研究了多脈沖位置調(diào)制在相同的傳輸效率情況下，將PPM 所需的傳輸帶寬減少到一半左右，從而提高了頻帶利用率[12]。

1994 年，Barry 等提出了在使用數(shù)字脈沖位置調(diào)制時對符號間干擾和加性高斯白噪聲的檢測方法。分析了遞歸均衡方案的性能，結(jié)果表明均衡器在緩解符號間干擾(inter symbol interference，ISI)方面是有效的[13]。

1996 年，Malik 等在ISI 信道上評估了PPM 的性能。分析了未均衡系統(tǒng)的誤碼率性能，并討論了PPM 最大似然序列檢測 (maximum likelihood sequence detection，MLSD) 在具有加性高斯白噪聲的ISI 性能。當(dāng)采用MLSD 時，16-PPM 具有最佳的平均功率效率[14]。

1997 年，David 等分析了采用PPM 的網(wǎng)格碼在室內(nèi)無線信道上的性能，證明了最大似然序列檢測(MLSD)在抑制多徑現(xiàn)象方面的有效性，并對多徑信道上速率為2/3 編碼的8-PPM 和速率為3/4 編碼的16-PPM 的MLSD 性能進(jìn)行了評估[15]。

1998 年，Park 等提出了一種采用多脈沖位置調(diào)制(multiple pulse position modulation，MPPM)的網(wǎng)格碼，與采用PPM 的網(wǎng)格碼相比該編碼對多徑現(xiàn)象的敏感度較低，并且在期望比特率大于信道帶寬時能提供更好的功率效率[16]。

1999 年，Kahn 等給出了存在高斯白噪聲的情況下，DPPM 的錯誤概率和功率譜密度的表達(dá)式[17]。

2001 年，Nikolai 等研究了采用混沌脈沖位置調(diào)制(chaotic pulse position modulation，CPPM)將二進(jìn)制信息通過脈沖位置調(diào)制到載波上，討論了混沌脈沖發(fā)生器的基本設(shè)計原則、同步以及存在信道噪聲的情況下混沌脈沖通信方案的性能[18]。

2002 年，Aldibbiat 等研究了雙頭脈沖間隔調(diào)制(double headed pulse interval modulation，DHPIM)方案在室內(nèi)多徑光環(huán)境中的性能。結(jié)果表明DHPIM、PPM 與數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(digital pulse interval modulation，DPIM)相比需要稍高的光功率[19]。

2005 年，Moision 等提出了串行級聯(lián)脈沖位置調(diào)制(serial cascaded pulse position modulation，SCPPM)，它由外部卷積碼、交織器、位累加器和PPM 的串行級聯(lián)組成，通過移位寄存器操作和查表完成編碼[20]。

2005 年，Kiasaleh 等分析了用雪崩光電二極管(avalanche photo diode，APD)探測器探測光場時，脈沖位置調(diào)制自由空間光通信(free space optical communications，F(xiàn)SO)系統(tǒng)的誤碼率表達(dá)式及其上限值[21]。

2005 年，Wilson 等研究了多個激光發(fā)射機(jī)與多個光電探測器組合的方法。采用Q 元脈沖位置調(diào)制的調(diào)制方式，針對瑞利衰落和對數(shù)正態(tài)衰落信道模型，采用多輸入/多輸出傳輸以抑制湍流信道上的衰落效應(yīng)[22]。

2006 年，Ivan 等提出了一種用于多輸入/多輸出傳輸?shù)腝 元脈沖位置調(diào)制。由多級編碼和低密度奇偶校驗(yàn)碼作為組成碼，該方案在強(qiáng)湍流條件下可獲得良好的編碼增益[23]。

2007 年，Maged 等研究并比較了兩種基于PPM的深空光通信迭代編碼調(diào)制技術(shù)。第一種編碼由串行級聯(lián)SCPPM 表示，是外部卷積碼、交織器、位累加器和PPM 的串行級聯(lián)組成。第二種也是串行級聯(lián)碼，其中組成碼由低密度偶校驗(yàn)(low density even parity check，LDPC)碼和PPM 串行級聯(lián)組成的LDPC-PPM碼[24]。

2008 年，Sethakaset 等提出了硬判決檢測和軟判決檢測的級聯(lián)碼譯碼算法。結(jié)果表明當(dāng)信道為非色散信道時，級聯(lián)碼提供的編碼增益約為4 dB。在色散信道上，當(dāng)延遲擴(kuò)展與比特持續(xù)時間之比不高時，編碼系統(tǒng)的性能優(yōu)于非編碼系統(tǒng)[25]。

2009 年，Bourennane 等分析了在接收機(jī)中使用經(jīng)典二進(jìn)制卷積碼、迭代軟解調(diào)和信道解碼。研究了比特符號映射對迭代接收機(jī)性能的影響，并提出了MPPM 映射設(shè)計規(guī)則[26]。

2012 年，Wasiu 等研究了一種將空間移位鍵控(spatial shift keying，SSK)和PPM 相結(jié)合的調(diào)制方案，縮短脈沖位置調(diào)制(shorten pulse position modulation，SPPM)是一種將SSK 的簡單性和頻譜效率與PPM 調(diào)制技術(shù)的能量效率相融合的多發(fā)射機(jī)方案[27]。

2016 年，Correia 等對光碼分多址(optical code division multiple access，OCDMA)系統(tǒng)中OOK、脈沖振幅調(diào)制(pulse amplitude modulation，PAM)和PPM 調(diào)制方式的短脈沖和字的編碼、解碼以及傳播性能進(jìn)行了數(shù)值模擬研究[28]。

2017 年，Zohaib 等討論了雙二進(jìn)制脈沖位置調(diào)制(duobinary pulse position modulation，DuoPPM)編碼方案的實(shí)現(xiàn)及其在可見光通信系統(tǒng)中的應(yīng)用。在14 Mbit/s 數(shù)據(jù)速率下實(shí)現(xiàn)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明誤碼率小于10-9，并分析DuoPPM 的實(shí)用性、魯棒性和局限性[29]。

2020 年，Sharma 等研究了采用脈沖位置調(diào)制-二進(jìn)制相移鍵控-副載波強(qiáng)度調(diào)制混合調(diào)制技術(shù)的自由空間光通信系統(tǒng)，將對數(shù)正態(tài)和雙伽瑪概率密度函數(shù)作為弱、中、強(qiáng)湍流下的信道衰落統(tǒng)計。推導(dǎo)了該混合調(diào)制方案的平均誤碼率和閉合表達(dá)式[30]。

2020 年，Zaiton 等研究了適用于可見光通信(visible light communication，VLC)的兩種單載波調(diào)制方案，即OOK 和PPM 的性能。結(jié)果表明PPM 在傳輸距離和路徑損耗方面優(yōu)于OOK，而OOK 是實(shí)現(xiàn)最高數(shù)據(jù)速率的最佳選擇[31]。

類脈沖位置調(diào)制的研究從1978 年開始至今，研究重點(diǎn)從最初的對單一PPM、DPPM 調(diào)制的性能分析[4-7]到將PPM 與其他編碼方式相級聯(lián)的方法[24-27]來提高通信質(zhì)量。研究的內(nèi)容也從理論推導(dǎo)、仿真模擬[3-5]到實(shí)踐應(yīng)用[9-10]發(fā)展。通信系統(tǒng)由單輸入/單輸出(single-input single-output，SISO)通信系統(tǒng)[18-20]向多輸入/多輸出(multiple-input multiple-output，MIMO)通信系統(tǒng)[22-23]發(fā)展，MIMO 可以減少湍流信道上的衰落效應(yīng)。對誤碼率性能[7,21]、接收靈敏度[6]、頻帶利用率[12,17]、符號間干擾[13-14]等方面的性能進(jìn)行了分析。

3 國內(nèi)研究進(jìn)展

1998 年，王福昌等研究了用數(shù)字鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)PPM 的時隙同步器，該方法進(jìn)行環(huán)路濾波時，時隙同步器的抗噪性能要優(yōu)于采用均值法、三點(diǎn)法和篩選法，在其它性能指標(biāo)保持不變的情況下，該算法能使整個同步系統(tǒng)在更強(qiáng)的背景噪聲下可靠地工作[32]。

1999 年，黃本雄等設(shè)計了一種PPM 調(diào)制器。使用可編程邏輯器件實(shí)現(xiàn)了計數(shù)、鎖存、控制等數(shù)字電路，大大簡化了硬件電路[33]。

2000 年，張淼等對脈沖位置調(diào)制的時隙同步、字同步和幀同步中的字同步技術(shù)提出了一種新的采用數(shù)字邏輯設(shè)計的解決方案[34]。

2000 年，鄒傳云等從平均光功率和頻帶利用率兩方面比較了PPM、OOK 和PAM 調(diào)制方式。表明PPM 調(diào)制是能量利用率較高的調(diào)制方式，但它是以提高頻帶帶寬為代價的[35]。

2000 年，張正線等對PPM、DPPM、MPPM 進(jìn)行了分析并將其與OOK 進(jìn)行比較，分析了它們的優(yōu)缺點(diǎn)[36]。

2002 年，龐志勇等對用于無線光通信中的OOK、PPM、DPPM 和DPIM 的功率利用率、頻帶利用率、傳輸容量以及抗碼間干擾的性能進(jìn)行了分析和比較[37]。

2005 年，湯俊雄等研究了數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(DPIM)的差錯性能，分析了符號結(jié)構(gòu)、發(fā)射功率、帶寬需求等問題，并與OOK 和PPM 進(jìn)行了比較[38]。

2006 年，張江鑫等在研究 PPM 調(diào)制技術(shù)的基礎(chǔ)上，設(shè)計了基于現(xiàn)場可編程邏輯門陣列(field programmable gate array，F(xiàn)PGA)的PPM 調(diào)制無線光通信系統(tǒng)[39]。

2007 年，王紅星等在OOK、PPM 和DPIM 的調(diào)制結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，結(jié)合無線光信道特點(diǎn)，分析比較了這三種調(diào)制方式的帶寬需求、傳輸容量、功率需求和差錯性能[40]。

2010 年，沙學(xué)軍等將LDPC 碼作為信道編碼，結(jié)合簡化的軟件信息提取方法，在大氣湍流信道中對LDPC 編碼的PPM 系統(tǒng)進(jìn)行了仿真。仿真結(jié)果表明該方案能夠滿足無線光通信系統(tǒng)的要求[41]。

2010 年，程剛等給出了雙脈沖間隔調(diào)制(dual pulse pulse interval modulation，DPPIM)的符號結(jié)構(gòu)，分析了帶寬需求、傳輸容量和平均發(fā)射功率，推導(dǎo)出了弱湍流信道下的誤包率模型，與PPM、DPIM、定長數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(fixed length digital pulse interval modulation，F(xiàn)DPIM)和OOK 等方法進(jìn)行了比較[42-43]。

2016 年，向勁松等提出一種將SCPPM 譯碼輸出的軟信息轉(zhuǎn)換為PPM 各時隙期望值的方法。由SCPPM 譯碼輸出先進(jìn)行硬判決再通過累加模塊獲得累加器狀態(tài)，根據(jù)該狀態(tài)選擇下一個PPM 映射方式進(jìn)而獲得各PPM 時隙的概率及期望，通過預(yù)測時鐘偏差而獲得最佳采樣點(diǎn)[44-45]。

2019 年，劉宏展等對采用混合脈沖位置調(diào)制-二進(jìn)制相移鍵控-副載波強(qiáng)度調(diào)制(PPM-BPSK-SIM)方案的端到端RF-FSO 混合系統(tǒng)進(jìn)行了研究。射頻(radio frequency，RF)鏈路服從瑞利分布，F(xiàn)SO 鏈路服從雙伽瑪分布。在考慮大氣湍流影響和指向誤差條件的情況下，推導(dǎo)了各種PPM-BPSK-SIM 方案的平均誤碼率并討論了系統(tǒng)的中斷概率和平均信道容量[46]。

2020 年，秦嶺等分析比較基于OOK、PPM 和DPIM 等調(diào)制方式的可見光通信系統(tǒng)性能。對OOK、PPM 和DPIM 三種調(diào)制方式的編碼結(jié)構(gòu)、帶寬需求、平均發(fā)射功率進(jìn)行了比較[48]。

類脈沖位置調(diào)制的研究從對PPM 性能的研究[32-34]向多種調(diào)制性能[35-38]相互比較發(fā)展，各種調(diào)制方式之間都相互有聯(lián)系，每一種調(diào)制方式的提出都是基于已有調(diào)制方式存在的缺點(diǎn)，同時這種調(diào)制方式本身也會有一些缺點(diǎn)。到目前為止，類脈沖位置調(diào)制共有近二十種，這二十種調(diào)制方式都還存在一些沒能解決的問題，在以后對大氣激光通信系統(tǒng)的研究中還會有更多的調(diào)制方式被提出來改善通信系統(tǒng)的性能。

4 西安理工大學(xué)無線光通信系統(tǒng)類脈沖位置調(diào)制技術(shù)的研究進(jìn)展

西安理工大學(xué)柯熙政教授等從2000 年起開始研究無線光通信技術(shù)，并在信號調(diào)制、編碼、天線和自動跟蹤瞄準(zhǔn)等多方面技術(shù)中都取得了很好的進(jìn)展[1]。成功開發(fā)了包括串口、并口和以太網(wǎng)接口等常用數(shù)字接口的大氣激光通信系統(tǒng)[2]。設(shè)計PPM 調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)，解調(diào)時的時隙同步與幀同步分別采用鎖相環(huán)技術(shù)和Gold 碼來實(shí)現(xiàn)，發(fā)明了一種時隙同步技術(shù)[87]?？挛跽淌趫F(tuán)隊對十幾種調(diào)制方式的性能做了綜合的分析比較，得出在某一個性能上的最佳的調(diào)制方式，針對不同的信道選擇與之匹配的調(diào)制方式，同時找出這些調(diào)制方式的不足，為在不同場合選用合適的調(diào)制方式提供理論依據(jù)。

為了選擇出合適的調(diào)制方式，西安理工大學(xué)柯熙政課題組對類脈沖位置調(diào)制進(jìn)行了系統(tǒng)的分析。2005 年，丁德強(qiáng)[49]等分析了PPM 的性能并通過硬件進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)；2006 年，趙黎[69]研究了DPPM 并對其性能進(jìn)行了分析。2007 年，秦嶺[50]等對MPPM 的符號結(jié)構(gòu)、星座圖進(jìn)行了研究，并通過硬件實(shí)現(xiàn)了MPPM；2007 年，黃蕾[70]分析了OPPM 產(chǎn)生的基本原理及其性能。2010 年，馬麗娜[68]將PPM 和偏振態(tài)調(diào)制有機(jī)結(jié)合，提出一種新的大氣激光通信調(diào)制技術(shù)[88]；2011 年，孫長梅[71]對雙幅度脈沖位置調(diào)制(dual amplitude pulse position modulation，DAPPM)的符號結(jié)構(gòu)、功率譜密度、帶寬需求等進(jìn)行了分析。2011年，賈超[72]對DHPIM 的性能進(jìn)行了分析；2013 年，柳美平[73]對類脈沖位置調(diào)制的符號結(jié)構(gòu)、功率譜密度、誤碼率等進(jìn)行了系統(tǒng)研究。2016 年，石碧瑤[74]研究了正交幅度調(diào)制(quadrature amplitude modulation，QAM)解調(diào)程序并對結(jié)果進(jìn)行了分析，2015 年，田曉超[75]討論了自適應(yīng)閾值檢測模型并分析了其性能；2012 年，裴國強(qiáng)[76]研究了多光束發(fā)射和多孔徑接收兩種抑制湍流改善通信性能的方法；2019 年，劉昭輝[77]研究了半導(dǎo)體激光器和光電探測器的響應(yīng)特性并進(jìn)行優(yōu)化，提高了通信系統(tǒng)的調(diào)制速率。

4.1 各種調(diào)制方式的符號結(jié)構(gòu)分析

強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測系統(tǒng)主要的調(diào)制方式有OOK、PPM、DPIM、DHPIM 等，這些調(diào)制方式都是以激光作為信息的載體來進(jìn)行信息傳輸，信息的接收端以光脈沖在等間隔的一段時間中的位置來確定傳輸?shù)男畔?，可以統(tǒng)稱為類脈沖位置調(diào)制。

以調(diào)制比特數(shù)M=4 為例，各調(diào)制方式的符號結(jié)構(gòu)圖如圖1 所示[67]。

圖1 中，α表示脈寬參數(shù)，β表示幅度參數(shù)。在以上各種碼字中，定長數(shù)字脈沖間隔調(diào)制(FDPIM)的符號長度最長，其次是定長雙幅度脈沖間隔調(diào)制(fixed length dual-amplitude pulse interval modulation，F(xiàn)DAPIM)，接著是PPM；最短的是OOK，其次是雙幅度脈沖間隔調(diào)制(dual-amplitude pulse interval modulation，DAPIM)。

圖1 各調(diào)制方式的符號結(jié)構(gòu)[73]Fig.1 The symbol structure of different modulation schemes[73]

4.2 調(diào)制方式的性能分析

在無線光通信系統(tǒng)中，強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測系統(tǒng)最早用的是OOK 調(diào)制，但其各方面的性能如抗干擾能力、功率利用率等不好。為了提高這些性能就提出了PPM[49]、DPIM[72]、DHPIM[72]等調(diào)制方式。接下來討論這些調(diào)制方式的一些基本性能，如平均符號長度、帶寬需求和平均發(fā)射功率等。

4.2.1 平均符號長度

圖2 表示的是各種調(diào)制方式的平均符號長度，為了能在圖上清晰地區(qū)分開不同調(diào)制方式的平均符號長度曲線，脈寬參數(shù)α取為10[1]。從圖中可以看出，當(dāng)調(diào)制階數(shù)M很小時，這幾種調(diào)制方式的平均符號長度差別不大，隨著M的增長，F(xiàn)DPIM、定長雙幅度脈沖間隔調(diào)制(fixed length dual-amplitude pulse interval modulation，F(xiàn)DAPIM)和PPM 的平均符號長度增長最快，比其他的調(diào)制方式都長，且三者的符號長度很接近。對于帶寬參數(shù)的調(diào)制方式來說，平均符號長度是隨著參數(shù)的增大而增大。利用MATLAB 做數(shù)值仿真得到不同調(diào)制方式的平均符號長度的比較如圖2所示。

圖2 各調(diào)制方式平均符號長度[67]Fig.2 The average symbol length of different modulation schemes[67]

4.2.2 帶寬需求和帶寬利用率

大氣激光通信系統(tǒng)傳輸信息需要一定的帶寬，而且這個帶寬是越小越好。

圖3 和圖4 顯示的是各調(diào)制方式的帶寬需求和帶寬利用率的比較，脈寬參數(shù)α取為2，信息比特率為1。從圖3 中可以看出各調(diào)制方式的帶寬需求隨著調(diào)制比特數(shù)的增大而增大，并且脈寬有變化的調(diào)制方式的帶寬需求隨著參數(shù)α的增大而減小。從圖4 可以看出各調(diào)制方式的帶寬利用率是隨著調(diào)制比特數(shù)的增大而減小[2]。

圖3 不同調(diào)制方式的帶寬需求[67]Fig.3 The bandwidth requirement of different modulation schemes[67]

圖4 不同調(diào)制方式的帶寬利用率[67]Fig.4 The bandwidth efficiency of different modulation schemes[67]

DAPPM 和OPPM 這兩種調(diào)制方式與前面提到的那些不同。DAPPM 的帶寬需求和符號長度之間的關(guān)系如圖5 所示。DAPPM 的帶寬需求隨著符號長度的增加而增加，隨著脈沖幅度的增大而減小。OPPM 的帶寬需求與重疊系數(shù)的關(guān)系如圖6 所示。OPPM 帶寬需求隨重疊系數(shù)的增大而減小，隨調(diào)制階數(shù)的增大而增大[57]。

圖5 DAPPM(差分幅度脈沖位置調(diào)制)的帶寬需求[71]Fig.5 The bandwidth requirement of DAPPM[71]

圖6 OPPM 調(diào)制的帶寬需求[61]Fig.6 The bandwidth requirement of OPPM[61]

4.2.3 平均發(fā)射功率

在大氣激光通信系統(tǒng)中，類脈沖位置調(diào)制方式可認(rèn)為是等概率地發(fā)送“0”、“1”序列，發(fā)“0”序列時不需要功率，發(fā)“1”序列時需要峰值功率Pc，因此對于給定的峰值發(fā)射功率Pc，平均發(fā)射功率可簡單地確定為發(fā)“1”的概率乘以該功率，即Pave=P1*Pc。圖7是在峰值發(fā)射功率一定時平均發(fā)射功率與調(diào)制階數(shù)的關(guān)系，脈寬參數(shù)α取為1，幅度參數(shù)β取為2[1]。

圖7 不同調(diào)制方式的平均發(fā)射功率[67]Fig.7 The average transmit power of different modulation schemes[67]

4.2.4 性能分析

對各種調(diào)制方式的平均符號長度、帶寬需求和平均發(fā)射功率如表1 所示。從這些調(diào)制方式的符號結(jié)構(gòu)和平均符號長度可以看出，最主要的調(diào)制方式是PPM 和DPIM，前者是通過光脈沖在時隙中的位置來表示傳遞的信息，后者是通過相鄰脈沖間的空時隙數(shù)來表示傳遞的信息。其它的調(diào)制方式都是在這兩種調(diào)制方式的基礎(chǔ)上通過改變符號的長度、脈沖的幅度、寬度及個數(shù)演變而得到的。從這些調(diào)制方式的帶寬需求分析可以看出，不同調(diào)制方式的帶寬需求隨各自的平均符號長度的增大而增大，隨脈沖寬度的增大而減小[73]。

表1 各調(diào)制方式的平均符號長度、帶寬需求、平均發(fā)射功率Table 1 The average symbol length,bandwidth requirement and average transmit power

4.3 誤時隙率分析

在無線光通信系統(tǒng)中，信源發(fā)出的信息經(jīng)編碼調(diào)制后轉(zhuǎn)換成了一組由多個時隙組成的信息序列，每個時隙根據(jù)光脈沖的有無取值為“1”或“0”，然后加載到激光器經(jīng)光學(xué)天線發(fā)射出去。由于激光在大氣中傳輸會受到湍流、背景光噪聲和路徑損耗等因素的影響使得信息失真或丟失，接收端接收到錯誤的信息。誤時隙率是指每符號信息中時隙發(fā)生錯誤的概率，即發(fā)“1”收“0”的概率與發(fā)“0”收“1”的概率的和。下面分析各種調(diào)制方式的誤時隙率性能[57]。

4.3.1 高斯信道模型下的誤時隙率分析

圖8 顯示的是不考慮湍流影響時各調(diào)制方式在不同調(diào)制比特數(shù)下的誤時隙率比較，其中涉及到的脈寬參數(shù)取為1，幅度參數(shù)取為2。從3 個圖中可以看出，OOK 調(diào)制方式的誤時隙率與調(diào)制階數(shù)M無關(guān)；信噪比越大，各調(diào)制方式的誤時隙率越小；信噪比不變時，M值越大，誤時隙率越小；M值一定時，OOK 的誤時隙率最大，PPM 的誤時隙率最??；而且隨著M的增大，各種調(diào)制方式的誤時隙率之間的差距變大了[1]。

4.3.2 弱湍流信道模型下的平均誤時隙率

不同調(diào)制方式在弱湍流下的平均誤時隙率的比較如圖9 所示，3 個子圖給出了弱湍流情況下不同傳輸距離、不同調(diào)制比特數(shù)下的不同調(diào)制方式的平均誤時隙率的比較。

圖9 弱湍流信道下各調(diào)制方式的平均誤時隙率[73]。(a) L=5 km,M=5 bit,Cn2=1×10-15 m-2/3；(b) L=5 km,M=6 bit,Cn2=1×10-15 m-2/3；(c) L=3 km,M=6 bit,Cn2=1×10-15 m-2/3Fig.9 The average SER of different modulation schemes under weak turbulence channel[73]

4.3.3 中強(qiáng)湍流信道模型下的平均誤時隙率

圖10 顯示的是中強(qiáng)湍流情況下不同傳輸距離、不同調(diào)制比特數(shù)下的各調(diào)制方式的誤時隙率比較。從三個子圖可以看出，各種調(diào)制方式在相應(yīng)條件下的變化趨勢和弱湍流時的一致，不同的是在中強(qiáng)湍流下雙幅度脈沖間隔調(diào)制(dual-amplitude pulse interval modulation，DAPIM)與2MPPM 和分離雙脈沖位置調(diào)制 (separated double pulse position modulation，SDPPM)的差距要大一些，與弱湍流時的情況相比，中強(qiáng)湍流情況下的平均誤時隙率要大[67]。

圖10 中強(qiáng)湍流信道下各調(diào)制方式的平均誤時隙率[73]。(a) L=5 km,M=5 bit,Cn2=9×10-15 m-2/3；(b) L=5 km,M=6 bit,Cn2=9×10-15 m-2/3；(c) L=3 km,M=6 bit,Cn2=9×10-15 m-2/3Fig.10 The average SER of different modulation schemes under moderate turbulence channel[73]

4.3.4 強(qiáng)湍流信道模型下的平均誤時隙率

圖11 所示為強(qiáng)湍流情況下不同信道參數(shù)a值、不同調(diào)制比特數(shù)下的不同調(diào)制方式的平均誤時隙率比較。從三個子圖可以看出隨著a值和M值的變化，上述各調(diào)制方式的大小順序沒有改變，a值一定時，各個調(diào)制方式的平均誤時隙率隨調(diào)制比特數(shù)M的增大而減小，M值一定時，各個調(diào)制方式的平均誤時隙率隨a的增大而減小，3 個圖中的平均誤時隙率為10-4～10-5，比中強(qiáng)湍流時的平均誤時隙率要大。

圖11 強(qiáng)湍流信道下各調(diào)制方式的平均誤時隙率[73]。(a) a=4,M =5 bit；(b) a=4,M=6 bit；(c) a=2,M=6 bitFig.11 The average SER of different modulation schemes under strong turbulence channel[73]

對弱、中、強(qiáng)三種湍流情況下光強(qiáng)分別服從對數(shù)正態(tài)分布、Gamma-Gamma 分布和K 分布時的不同調(diào)制方式的平均誤時隙率性能的分析，通過數(shù)學(xué)推導(dǎo)得出了三種湍流情況下各調(diào)制方式的平均誤時隙率計算公式并對這些公式進(jìn)行了數(shù)值仿真。從分析過程和數(shù)值仿真結(jié)果可以看出，OOK 調(diào)制方式的誤時隙率與調(diào)制階數(shù)M無關(guān)；信噪比越大，各調(diào)制方式的誤時隙率減小，信噪比一定時，隨著M值增大誤時隙率減小；三種湍流情況下的平均誤時隙率的變化趨勢是一致的，OOK 的誤時隙率最大，PPM 的誤時隙率最小，隨著湍流強(qiáng)度的增大平均誤時隙率在增大，在同一湍流信道下采用同一調(diào)制方式，通過增大調(diào)制比特數(shù)M，減小信息傳送距離L或增大信道參數(shù)a值能有效地提高調(diào)制方式的平均誤時隙率性能[57]。

4.4 信道容量

信道容量是指信道能夠傳輸?shù)淖畲笃骄畔⑺俾?。接下來主要分析了各種調(diào)制方式的傳輸容量和湍流信道下不同調(diào)制方式的平均信道容量。

4.4.1 傳輸容量

圖12 顯示的是對不同調(diào)制方式傳輸容量的比較。從圖中可以看出各調(diào)制方式的傳輸容量是隨著調(diào)制比特數(shù)的增加呈對數(shù)形式上升，DHPIM 的傳輸容量最大，趨近于4 bit/s，其次是PPM 和DPIM，這兩種調(diào)制方式的傳輸容量趨近于2 bit/s，最小的是PPM。對于脈寬參數(shù)有變化的調(diào)制方式來說，其傳輸容量是隨著脈寬參數(shù)的增大而減小的。

圖12 各種調(diào)制方式的歸一化傳輸容量[60]Fig.12 The normalized transmission capacity of different modulation schemes[60]

4.4.2 湍流信道下的平均信道容量

圖13 顯示的是湍流信道下不同傳輸距離、不同光波長時的平均信道容量的比較，中強(qiáng)湍流和強(qiáng)湍流信道都用Gamma-Gamma 分布模型來模擬，用不同的大氣折射率常數(shù)區(qū)分。

圖13 高斯分布湍流信道下的平均信道容量[60]。(a) L=3 km,λ=850 nm；(b) L=3 km,λ=1550 nm；(c) L=5 km,λ=850 nmFig.13 The average channel capacity under turbulence channel with Gaussian distribution[60]

圖14 顯示的是強(qiáng)湍流情況下光強(qiáng)服從K 分布時的平均信道容量的比較。從圖中可以看出，平均信道容量是隨著信噪比的增大而增大，隨著信道參數(shù)a的增大而增大。

圖14 強(qiáng)湍流信道下K 分布時的平均信道容量[75]Fig.14 The average channel capacity with Kdistribution in strongly turbulent channels[75]

4.4.3 不同調(diào)制方式不同湍流強(qiáng)度的平均信道容量

圖15 顯示的是在弱湍流情況下不同調(diào)制方式在不同傳輸距離、不同調(diào)制比特數(shù)時的平均信道容量比較。從圖中可以看出，平均信道容量是隨著峰值發(fā)射功率的增大而增大，隨傳輸距離的增大而減小，隨調(diào)制比特數(shù)的增大而減小，OOK 的平均信道容量最大，PPM 的最小[49]。

圖15 弱湍流信道下各調(diào)制方式的平均信道容量[73]。(a) L=5 km,M=5 bit,Cn2=1×10-15 m-2/3；(b) L=5 km,M=6 bit,Cn2=1×10-15 m-2/3；(c) L=3 km,M=6 bit,Cn2=1×10-15 m-2/3Fig.15 The average channel capacity of different modulation schemes under weak turbulence[73]

圖16 顯示的是中強(qiáng)湍流情況下不同傳輸距離、不同調(diào)制比特數(shù)時各種調(diào)制方式的平均信道容量比較。從這三個子圖可以看出相同條件下平均信道容量的變化趨勢與弱湍流時的一致。

圖16 中強(qiáng)湍流信道下各調(diào)制方式的平均信道容量 。(a) L=5 km,M=5 bit,Cn2=9×10-15 m-2/3；(b) L=5 km,M=6 bit,Cn2=9×10-15 m-2/3；(c) L=3 km,M=5 bit,Cn2=9×10-15 m-2/3Fig.16 The average channel capacity of different modulation schemes under moderate turbulence[73]

圖17 顯示的是強(qiáng)湍流情況下不同傳輸距離、不同調(diào)制比特數(shù)和不同a值時的各調(diào)制方式的平均信道容量的比較。從4 個子圖可以看出傳輸距離和調(diào)制比[73]特數(shù)對各調(diào)制方式的平均信道容量的影響與弱湍流及中強(qiáng)湍流時的一樣，信道參數(shù)a值越大，平均信道容量越大，但差距不是很明顯。與中強(qiáng)湍流情況時相比，同等條件下強(qiáng)湍流時的平均信道容量要小1 bit/s/Hz左右。

圖17 強(qiáng)湍流情況下各調(diào)制方式的平均信道容量[73]。(a) L=5 km,M=5 bit,a=4 ；(b) L=5 km,M=6 bit,a=4；(c) L=3 km,M=6 bit,a=4；(d) L=3 km,M=6 bit,a=2Fig.17 The average channel capacity of different modulation schemes under strong turbulence[73]

本節(jié)主要分析了弱、中、強(qiáng)三種湍流信道下各調(diào)制方式的平均信道容量，得到了三種湍流信道下的平均信道容量，仿真結(jié)果表明OOK 調(diào)制的平均信道容量最大且與傳輸信息比特數(shù)無關(guān)，其次是3MPPM、2MPPM、SDPPM，然后是 DAPIM、DPPIM、DAPPM、SPPM、FDAPIM、FDPIM、DHPIM、DPPM、DPIM 和雙寬脈沖位置調(diào)制(dual duration pulse position modulation，DDPPM)，最小的是PPM；傳輸距離與調(diào)制比特數(shù)一定時，湍流強(qiáng)度越強(qiáng)，平均信道容量越小。且弱湍流時的平均信道容量與中強(qiáng)湍流時的很接近，前者比后者高出大約0.5 bit/s/Hz，中強(qiáng)湍流時平均信道容量比強(qiáng)湍流時高出大約1 bit/s/Hz；傳輸距離越大平均信道容量越小。傳輸距離為3 km時的平均信道容量比5 km 時高出大約3 bit/s/Hz；傳輸?shù)男畔⒈忍財?shù)越大平均信道容量越小。調(diào)制比特數(shù)為4 時的平均信道容量比調(diào)制比特數(shù)為5 時要高出(1～2) bit/s/Hz。所以就平均信道容量而言，最好的調(diào)制方式是MPPM?？梢酝ㄟ^減小傳輸距離，增大峰值發(fā)射功率來提高平均信道容量。

4.5 自適應(yīng)閾值檢測

圖18 給出了誤碼率隨信噪比變化的仿真結(jié)果。圖中虛線表示的是固定閾值探測方法，實(shí)線表示的是當(dāng)采樣數(shù)m分別為8,16,32,64 時的自適應(yīng)閾值檢測方法。

圖18 為固定閾值檢測方法和自適應(yīng)閾值檢測方法下，誤碼率隨信噪比的變化曲線?？梢钥闯?，相同信噪比時自適應(yīng)閾值檢測的誤碼率明顯比固定閾值檢測方法的誤碼率低。圖19 是采用三孔徑接收時，當(dāng)分別采用8-PPM、16-PPM 和256-PPM 信號傳輸時的信噪比與誤碼率關(guān)系曲線，可以看出當(dāng)PPM 信號的時隙數(shù)增加時，接收信號的誤碼率也明顯下降。

圖18 誤碼率隨信噪比的變化曲線[75]Fig.18 Error rate curve along with the change of signal to noise ratio[75]

圖19 接收端的誤碼率曲線[76]Fig.19 BER curve at receiver[76]

圖20～圖22 分別為大雨、中雨和小雨天氣時，實(shí)測數(shù)據(jù)采樣數(shù)為8,16,32,64 的情況下，誤碼率隨信噪比的變化曲線。實(shí)測數(shù)據(jù)采樣數(shù)由8 增加到64時，從圖中可以看出在信噪比相同的情況下，采樣數(shù)越大系統(tǒng)誤碼率越低，自適應(yīng)檢測的方法性能改善越明顯，當(dāng)采樣數(shù)達(dá)到32 以上時，性能的提升會趨于平緩。

圖20 大雨天氣誤碼率隨信噪比變化曲線[75]Fig.20 The heavy rain weather SER changing with SNR curve[75]

圖21 中雨天氣誤碼率隨信噪比變化曲線[75]Fig.21 Moderate rain weather SER changing with SNR curve[75]

圖22 小雨天氣誤碼率隨信噪比變化曲線[75]Fig.22 Light rain weather SER changing with SNR curve[75]

圖23 是采樣數(shù)為64，大雨，中雨和小雨天氣實(shí)測接收信號誤碼率隨信噪比的變化曲線?？梢钥闯鲈诖a元采樣數(shù)不變的情況下信噪比相同時，大雨天氣接收信號的誤碼率比中、小雨要小并且對接收信號質(zhì)量的改善明顯，中雨、小雨天氣誤碼率變大。

圖23 不同天氣誤碼率隨信噪比的變化曲線[75]Fig.23 Different weather BER curve along with the change of SNR[75]

4.6 影響激光器調(diào)制速率的因素

高調(diào)制速率是無線光通信的重要指標(biāo)，我們分析了影響無線光調(diào)制的主要因素。從圖24 可以看出，當(dāng)偏置電流I0從40 mA～70 mA 變化時，馳豫振蕩諧振峰右移，馳豫振蕩頻率f0從6.1 GHz 增大到12.5 GHz。由此可見，通過增加偏置電流I0，可以提高馳豫振蕩頻率f0。因此，為了提高激光器的調(diào)制頻率，可以通過增大偏置電流I0來增大穩(wěn)態(tài)光子密度S0，進(jìn)而提高馳豫振蕩頻率f0來實(shí)現(xiàn)。從圖25 可以看出，偏置電流I0從40 mA～70 mA 變化時，輸出光功率P從13.5 mW 增大到27 mW。增大偏置電流I0可以增大馳豫振蕩頻率，減小馳豫振蕩幅值使馳豫振蕩過程縮短。因此，為了抑制脈沖波形失真現(xiàn)象，可以通過增大穩(wěn)態(tài)光子密度S0(偏置電流I0)來實(shí)現(xiàn)。通過增加電流偏置提高激光器的調(diào)制頻率存在一定困難，目前還難以克服。

圖24 不同偏置電流I0 下的頻率響應(yīng)曲線[77]Fig.24 Frequency response curves at different bias currents I0[77]

圖25 不同偏置電流I0 下的脈沖響應(yīng)曲線[77]Fig.25 Pulse response curves at different bias currents I0[77]

5 無線光通信發(fā)展展望

類脈沖位置調(diào)制包括PPM，DPPM 等與此有關(guān)及由此演變而成的一種調(diào)制方式。類脈沖位置調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是調(diào)制方式簡單，硬件電路實(shí)現(xiàn)方便，但信道對其通信性能的影響不可忽視。人們正在以下幾個方面對無線光通信進(jìn)行努力。

1) 采用多發(fā)射/多接收技術(shù)，增大通信容量，抑制信道噪聲[78]。

2) 采用更長波長的激光傳遞信號，規(guī)避各種天氣因素如雨、霧、沙塵暴等對通信性能的影響[79]。

3) 采用新的調(diào)制方式，如逆向調(diào)制[80]，以滿足特殊場合的需求。

4) 研究新型編碼技術(shù)，如極化碼[87]，采用糾錯碼抑制大氣湍流等信道噪聲干擾，提高無線光通信的抗干擾能力。

5) 研究光空間調(diào)制(optical spatial modulation,OSM)等新型的光多輸入多輸出(optical multiple in multiple out,OMIMO)技術(shù)[82]，利用空間域激光器索引號額外攜帶信息，有效地提高了系統(tǒng)的傳輸速率和能量效率。

6) 研究相干檢測技術(shù)，補(bǔ)償大氣湍流引起的波前畸變，提高抑制大氣湍流的能力[83-84]。

7) 探索大氣湍流對光信號傳輸?shù)挠绊憴C(jī)制，根據(jù)大氣湍流的強(qiáng)弱自適應(yīng)改變光通信編碼調(diào)制方式，以逼近信道容量極限[85-86]。

類脈沖位置調(diào)制畢竟是一種脈沖調(diào)制，其頻帶占有率要大于正弦調(diào)制，這是其不利的一面，目前還很難克服。無線光通信關(guān)鍵技術(shù)的不斷解決，為其產(chǎn)業(yè)化及應(yīng)用創(chuàng)造了契機(jī)，而該技術(shù)的不斷完善，必將推動我國無線光通信理論與技術(shù)的發(fā)展與應(yīng)用。