陳 博 樊養(yǎng)余 王武營 高永勝*

①(咸陽師范學院物理與電子工程學院 咸陽 712000)

②(西北工業(yè)大學電子信息學院 西安 710048)

1 引言

隨著寬帶通信、雷達以及電子戰(zhàn)等領(lǐng)域的快速發(fā)展，對可接收射頻(Radio Frequency, RF)信號的帶寬需求不斷提高，同時也在朝多通道多功能以及分布式協(xié)同等方向發(fā)展[1–3]，例如美國國防高級研究計劃局(Defense Advanced Research Projects Agency, DARPA)對軍用接收機提出了工作帶寬大于50 GHz，瞬時帶寬大于5 GHz，動態(tài)范圍大于60 dB的技術(shù)指標要求[4]。傳統(tǒng)的微波接收機受固有的電子瓶頸限制，難以克服諸如帶寬受限、傳輸損耗大、體積重量大、抗電磁干擾能力弱等缺點[5,6]。微波光子信道化接收機將接收到的寬帶RF信號調(diào)制到光域進行傳輸和處理，有效解決了上述電域中面臨的難題，同時利用光譜范圍廣的優(yōu)勢將調(diào)制后得到的光信號進行頻譜分割，劃分為多個子信道同時接收，可滿足超寬帶、多通道、多功能等接收需求[7]，是目前研究的熱點之一。但由于微波光子技術(shù)將電信號轉(zhuǎn)化為光信號進行傳輸和處理，轉(zhuǎn)換損耗大的同時也引入了有源噪聲，導(dǎo)致系統(tǒng)的動態(tài)范圍通常較小[7,8]，且用于多通道接收的子信道數(shù)量往往受光頻梳梳齒數(shù)量限制，而梳齒數(shù)量多、高平坦度和高外帶抑制比的理想光頻梳生成較難。

2014年東南大學提出了利用光頻梳配合法布里-珀羅(Fabry-Perot)光濾波器的信道化方案[9]，該方案的每一個子信道均需要用到一個FP腔光濾波器，且對FP腔光濾波器的Q因子和穩(wěn)定度要求較高，因此導(dǎo)致系統(tǒng)體積較大且可調(diào)諧性差。2017年北京郵電大學提出了基于啁啾脈沖的信道化方案，該方案利用光延時模塊實現(xiàn)了5個子信道的同時接收[10]，但未進行完整的實驗驗證。2019年南京航空航天大學提出了基于雙光梳的鏡像抑制下變頻的信道化方案[11]，該方案有效抑制了鏡像頻率干擾，但受光頻梳梳齒數(shù)限制，子信道數(shù)目較少。2018年澳大利亞斯威本科技大學提出了利用雙微環(huán)諧振器(Optical Micro-ring Resonators, MRR)的信道化方案[12]，其中一個MRR用于調(diào)制光頻梳，另一個MRR用于光濾波，但該方案沒有抑制2階交調(diào)失真(the second order InterModulation Distortion,IMD2)和鏡像頻率干擾。此外還有部分關(guān)于鏡像抑制[13–15]，I/Q下變頻方案的報道[16,17]。

本文提出了一種基于聲光移頻器(Acousto-Optic Frequency Shifter, AOFS)對光本振移頻的鏡像抑制雙輸出的信道化方案，方案中利用光耦合器(Optical Coupler, OC)將上路的信號路和下路的本振路各分3路，不需要使用任何光頻梳，利用兩個AOFS分別左右移頻后配合3個鏡像抑制混頻器就能實現(xiàn)6個子信道的同時接收，不僅混頻器的數(shù)量減少1/2，還能有效抑制鏡像干擾和2階交調(diào)失真的影響，系統(tǒng)動態(tài)范圍可達到106.7 dB·Hz2/3。

2 信道化接收原理

微波光子信道化接收機的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，激光器(Laser Diode, LD)發(fā)出的連續(xù)光波被光耦合器按等功率分為上下兩路，光載波可表示為Ein(t)=E0exp(j2πfct), E0表示光信號電場強度，fc表示光載波的頻率，上路的光載波進入一個馬增調(diào)制器(MZM)并對一個寬帶RF信號實現(xiàn)載波抑制雙邊帶調(diào)制(Carrier Suppressed Double Side Band, CS-DSB)，RF信號可表示為VRF(t)=VRFexp(2πfRFt)，其中VRF表示RF信號的電場強度，fRF表示其頻率。由于采用的小信號調(diào)制，MZM的輸出可近似表示為

圖1 鏡像抑制雙輸出信道化接收系統(tǒng)

濾出的正1階光邊帶經(jīng)摻鉺光纖放大器(Erbium Doped Fiber application Amplifier, EDFA)放大后再次利用光耦合器等功分為3路分別送入3個鏡像抑制混頻器。

下路的光載波進入一個平行雙馬增調(diào)制器(Dual-Parallel Mach - Zehnder Modulator, DPMZM)并對一個本振(Local Oscillator, LO)信號實現(xiàn)載波抑制單邊帶調(diào)制(Carrier Suppressed Double Single B a n d, C S-S S B)，L O 信號可表示為VLO(t) =VLOexp(2πfLOt)，其中VLO和fLO分別表示LO信號的電場強度和頻率。經(jīng)過載波抑制單邊帶調(diào)制后DPMZM的輸出可表示為

本方案與當前大部分信道化方案不同之處在于不需要利用任何光頻梳。通常情況下若要實現(xiàn)6個子信道的同時接收則需要用到6線光頻梳作為本振光梳，首先，本振光頻梳需要利用強度調(diào)制器(Intensity Modulator, IM)配合OBPF將調(diào)制生成的正1階光邊帶濾出從而實現(xiàn)進行移頻。其次，雖然目前光頻梳的生成方法較多，但適用于信道化的光頻梳生成方法主要包括基于微環(huán)諧振器和應(yīng)用最為廣泛的基于外電光調(diào)制法，目前所看到的基于外電光調(diào)制法的光頻梳生成方案也可生成十幾線光梳，但通常是采用電光調(diào)制器級聯(lián)的方式實現(xiàn)，結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜且受調(diào)制器所加的直流偏壓影響導(dǎo)致工作穩(wěn)定性較差，基于單電光調(diào)制器生成的光頻梳通常梳齒較少，雖然也能實現(xiàn)5線、7線甚至9線光梳生成但電光調(diào)制器的工作點通常是非特殊工作點，而目前商用的非特殊工作點的偏壓控制器極少，且隨著梳齒數(shù)量的增加對調(diào)制系數(shù)和射頻功率都要求較高，不易于實現(xiàn)。電光調(diào)制器的過多使用還會導(dǎo)致信道化系統(tǒng)的動態(tài)范圍嚴重受限。本方案僅需要對功分后3個本振路其中的兩路利用聲光移頻器(AOFS)進行相應(yīng)的移頻就可同時實現(xiàn)6個信道的鏡像抑制下變頻。與當前具有代表性的方案相比[12,14]，混頻器的使用數(shù)量減少1/2，大大簡化系統(tǒng)的復(fù)雜程度和體積質(zhì)量。另外，由于無須使用光濾波器選擇梳齒，因此系統(tǒng)的可重構(gòu)性能得到了提升。

下面3個LO信號的中心頻率可分別表示為f1=fc+fLO-Δf1,f2=fc+fLO,f3=fc+fLO+Δf2，其中中心頻率為f2的未進行移頻，中心頻率為f1的是利用AOFS1向左移頻Δf1，中心頻率為f3的是利用A O F S 2 向右移頻Δf2，其中Δf1= Δf2= Δf，移頻的值即子信道的帶寬。下面3路LO信號分別與上面3路RF信號一一對應(yīng)后進入相應(yīng)的鏡像抑制混頻器拍頻。

鏡像抑制混頻器由光正交混合器(OHC)、平衡探測器(BPD)、電正交混合器(EHC)、電濾波器(EBPF)組成，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 鏡像抑制混頻器結(jié)構(gòu)

鏡像抑制的數(shù)學推導(dǎo)過程如下：

假設(shè)a點輸入的是調(diào)制到光域后的寬帶RF信號，可表示為ERF(t) =Ein(t)exp(jωRFt)，其中Ein(t)=E0exp(j2πfct)表示光載波，ωRF分別為RF信號角頻率，b點輸入的同樣是調(diào)制到光域的LO信號可表示為：ELO(t) =Ein(t)exp(jωLOt),ωLO分別為LO信號的角頻率，則光正交耦合器輸出的4路光信號可分別表示為

其中，A, B分別代表RF信號和LO信號電光調(diào)制時的第1類1階貝塞爾函數(shù)，此時的I路和Q路信號仍存在有用信號和鏡像信號的頻譜混疊，這兩個信號幅度相等頻率是關(guān)于LO對稱的，假設(shè)寬帶RF信號中的有用信號表示為：Ein(t)exp(jωut)，其中ωu為有用信號的角頻率，與其對稱的即為鏡像信號表示為Ein(t)exp(jωimt)，ωim為鏡像信號的角頻率，因此有ωu-ωLO=-(ωim-ωLO)=ωIF，有用信號和鏡像信號進入電正交耦合器后輸出可分別表示為

其中，R表示光電探測器的響應(yīng)度，由式(9)可看出經(jīng)BPD后I/Q兩路信號的光電流強度增大1倍。

下變頻過程中的頻譜示意圖如圖3所示，其中的(a)-(h)對應(yīng)圖2中的工作點，(a)表示調(diào)制到光域后功分3路的寬帶RF信號，可劃分為編號1-6的6個頻譜分量；(b)表示3個LO信號，其中兩個LO信號通過兩個AOFS分別進行了左右移頻，其中心頻率所對準的RF信號的頻譜分量也不同；(c/d)表示下變頻后的IF信號，由于3個LO信號中心頻率對準的RF信號的頻譜分量不同，下變頻后部分中頻范圍內(nèi)發(fā)生了頻譜混疊，且不同的鏡像抑制混頻器下變頻到同一中頻范圍時，混疊的頻譜分量也不同；(e)-(h)表示的都是LO1所在的混頻器鏡像抑制后的頻譜，(e)和(f)表示EHC兩個端口輸出的頻譜，這兩個輸出口將對應(yīng)信號的鏡像抑制后輸出；(g)和(h)為經(jīng)過電濾波器后將中頻范圍為1～2 GHz的頻譜分量濾出后的頻譜圖，對1信道而言頻譜分量1是有用信號，頻譜分量4是鏡像信號，因此抑制掉分量4后輸出頻譜分量1，對4信道而言頻譜分量4是有用信號，頻譜分量1是鏡像信號，因此抑制掉頻譜分量1后輸出頻譜分量4，從而既實現(xiàn)了鏡像抑制又實現(xiàn)了一個混頻器的雙輸出。

圖3 下變頻過程中的頻譜示意圖

同理LO2所屬的鏡像抑制混頻器可輸出頻譜分量2和5，LO3所屬的鏡像抑制混頻器可輸出頻譜分量3和6。3個鏡像抑制混頻器最終可將一個帶寬為6GHz的寬帶RF信號通過6個帶寬為1 GHz的子信道利用頻譜分割的方法實現(xiàn)完整接收。

3 實驗結(jié)果與分析

激光器(RIO, 01075-0.2-004)產(chǎn)生的連續(xù)光波頻率為193.515 THz，平均功率為20 dBm，線寬為2 kHz，通過OC1功分兩路。上路的光載波進入MZM(SUMITOMO, T. MXH1.5-40)并被矢量信號源(Agilent, E8267C)產(chǎn)生的寬帶RF信號調(diào)制，MZM工作在最小傳輸點(MITP)實現(xiàn)載波抑制雙邊帶調(diào)制，其半波電壓為3.5 V，插損為6 dB。由于實驗條件限制，實驗室現(xiàn)有的矢量信號源最大可生成40 MHz帶寬的寬帶矢量信號，無法直接生成一個20～26 GHz的寬帶RF信號，為了證明本方案的可行性，在實驗中選取了處在20～26 GHz范圍內(nèi)，中心頻率不同，帶寬分別為30 MHz和10 MHz的RF信號來驗證處于該頻譜范圍內(nèi)不同頻率點寬帶RF信號的同時接收能力，若該范圍內(nèi)的所有頻率不同的RF信號均能被接收則證明該帶寬為6 GHz的RF信號能夠被完整接收和處理。調(diào)制后的光信號利用OBPF(Finisar 16000S)將帶寬為30 MHz的正1階光邊帶濾出，經(jīng)EDFA(Keopsys，KPS-STDBT-C-19-HG)放大后利用OC2功分3路送入OHC(Kylia COH24)。下路的光載波在DPMZM(FUJISTU FTM7962EP)中被LO信號調(diào)制，DPMZM的半波電壓為3.5 V，插損為6 dB，LO信號由微波信號源(Agilent E8257D)生成。生成的正1階光本振同樣由EDFA放大后利用OC3功分3路，其中的兩路分別用AOFS(IPF-1000-3FP)實現(xiàn)右移頻1 GHz和左移頻1 GHz。未移頻的和左右分別移頻1 GHz的3個光本振與功分后的3個信號路一一對應(yīng)后分別進入相應(yīng)的OHC進行混頻。

為了抑制2階交調(diào)失真(IMD2)，提高系統(tǒng)的無雜散動態(tài)范圍(SFDR)，本方案采用了平衡探測技術(shù)。將一對中心頻率為24.5 GHz和24.51 GHz且功率為0 dBm的雙音信號與中心頻率為23 GHz且功率為10 dBm的LO信號進行下變頻，圖4為有無平衡探測時的下變頻頻譜圖，其中兩個基波(Fundamental)的頻率分別為1.5 GHz和1.51 GHz，3階交調(diào)失真(IMD3)頻率分別為1.49 GHz和1.52 GHz，2階交調(diào)失真(IMD2)頻率為10 MHz。由圖4(a)可知未加平衡探測時，IMD2的功率為–29.1 dBm為主要失真，IMD3的頻率雖然更靠近基波，但其功率相對較小，造成失真的影響有限。圖4(b)為加了平衡探測以后的實驗結(jié)果，此時IMD2的功率由之前–29.1 dBm降低至–78.3 dBm，被抑制了49.2 dBm，同時基波獲得了4.4 dB的增益，由此可見平衡探測對本信道化接收系統(tǒng)性能的提升效果顯著。

圖4 下變頻IF頻譜

繼續(xù)使用上述雙音信號和LO信號測試系統(tǒng)的動態(tài)范圍，射頻輸入功率的范圍為–15～30 dBm，分別測量基波項，IMD2，IMD3和噪底的功率，結(jié)果如圖5所示，圖5(a)是未加平衡探測時的測量結(jié)果，此時的SFDR3雖然可達到101.8 dB·Hz2/3，但由于IMD2為主要失真，SFDR2只有72.3 dB·Hz1/2，拉低了系統(tǒng)整體的SFDR。加了平衡探測以后SFDR3提高到103.2 dB·Hz2/3，但最重要的是SFDR2達到96.1 dB·Hz1/2，提高了23.8 dB。

圖5 系統(tǒng)的SFDR

為了測試系統(tǒng)的鏡像抑制效果，實驗中將一個處在第1信道范圍(20～21 GHz)，中心頻率為20.5 GHz，帶寬為30 MHz的寬帶RF信號作為待接收的信號，另一個處在第4信道范圍(23～24 GHz)，中心頻率為23.5 GHz，帶寬為10 MHz的寬帶RF信號作為鏡像信號，與經(jīng)AOFS左移頻1 GHz后中心頻率為22 GHz的LO信號拍頻后的結(jié)果如圖6所示。

由圖6(a)可知兩個中心頻率和帶寬均不相同的寬帶RF信號下變頻到同一中頻范圍后會混疊在一起，嚴重影響下一步的信號解調(diào)，圖6(b)可以看出采用鏡像抑制混頻后處在第4信道的鏡像信號被明顯抑制。經(jīng)實驗測試鏡像抑制效果受EHC的幅度和相位變化影響較大，因此需要盡可能地保證EHC幅相平衡。

圖6 鏡像抑制混頻測試

實驗還對鏡像抑制雙輸出特性進行了驗證，當本振為22 GHz時，RF信號在20～21 GHz范圍內(nèi)為1信道，23～24 GHz范圍內(nèi)為4信道，1信道和4信道中的信號互為鏡像。因此實驗在進行1, 4信道鏡像抑制測試時，采用雙音信號作為RF信號，LO信號的頻率為22 GHz功率為17 dBm。從1信道取5對中心頻率分別為20 GHz, 20.2 GHz, 20.4 GHz,20.6 GHz以及20.8 GHz頻率差為10 MHz的雙音信號作為1信號待接收的RF信號，從5信道取5對中心頻率分別為23.2 GHz, 23.4 GHz, 23.6 GHz,23.8 GHz以及24 GHz頻率差為10 MHz的雙音信號作為5信號待接收的RF信號，測試在同一個鏡像抑制混頻器中，1, 4互為鏡像時兩個輸出口的電譜圖，測得結(jié)果如圖7所示，每個鏡像抑制混頻器有兩個輸出端口，圖7(a)表示其中一個輸出端口即1信道輸出的頻譜，此時有用信號是處于第1信道范圍的RF信號，而處于第4信道范圍的RF信號作為鏡像信號被顯著抑制。圖7(b)表示另一個輸出端口即4信道輸出的頻譜，此時有用信號是處于第4信道范圍的RF信號，而處于第1信道范圍的RF信號作為鏡像信號被顯著抑制?？梢钥闯鲧R像抑制比大約在24 dB左右。

圖7 鏡像抑制雙輸出測量結(jié)果

目前研究較多的基于雙光梳的信道化接收機除了鏡像干擾外，子信道之間還受信道串擾的影響，且以相鄰信道的串擾最為嚴重。信道串擾主要是由濾波器未完全濾掉的殘存光載波和光邊帶導(dǎo)致的。本方案采用的AOFS基于多普勒移頻原理因此不會產(chǎn)生多余光邊帶，并且由于沒有使用光頻梳也無須通過WDM將相應(yīng)的一對對梳齒濾出，因此在子信道的接收范圍內(nèi)不會產(chǎn)生串擾信號。

矢量信號源生成的矢量信號直接接矢量信號分析儀解調(diào)得到的星座圖如圖8(a)所示，EVM為2.4%，此時的星座圖非常理想。經(jīng)微波光子鏈路解調(diào)后的星座圖和EVM如圖8(b)所示，當RF的入射功率從–25 dBm增大到15 dBm時，EVM先是逐漸減小，特別是RF功率范圍從–10～13 dBm時EVM的值均小于10%，最小值為4.7%，表明系統(tǒng)有較大的動態(tài)范圍，隨著RF功率的進一步增大，EVM也會相應(yīng)增大，星座圖也變差。

圖8 EVM和星座圖

4 結(jié)束語

本文研究了一種鏡像抑制雙輸出的微波光子信道化接收機，在系統(tǒng)的接收端就將寬帶RF信號調(diào)制到光域進行傳輸和處理，利用6個帶寬為1 GHz的平行子信道可實現(xiàn)6 GHz帶寬的超寬帶RF信號或者多個不同頻點RF信號的實時接收。系統(tǒng)采用的鏡像抑制混頻器不僅可實現(xiàn)約24 dB的鏡像抑制，還可實現(xiàn)一個混頻器兩路不同子信道輸出的效果，有效簡化系統(tǒng)復(fù)雜程度的同時也減小了質(zhì)量和體積。采用的平衡探測方法不僅可以有效抑制IMD2，還能進一步提升系統(tǒng)的SFDR。最終通過實驗證明了可對一個20～26 GHz的寬帶RF信號的接收。