馮 昊

（國(guó)家知識(shí)產(chǎn)權(quán)局專利局專利審查協(xié)作北京中心，北京 100071）

1 前言

Boost 變換器，是電力電子領(lǐng)域中一種具有特定結(jié)構(gòu)的升壓電路。傳統(tǒng)的Boost 電路的電路拓?fù)浔容^簡(jiǎn)單，且其存在能夠升壓、工作性能穩(wěn)定的優(yōu)點(diǎn)，因此其經(jīng)常被使用在功率因數(shù)校正電路中。然而，單相PFC 由于存在不能承受開關(guān)器件過(guò)高的瞬間電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力的缺點(diǎn)，已不能滿足功率等級(jí)的增加的需求，且單相Boost 電路存在嚴(yán)重的電磁干擾（EMI）的問(wèn)題[1-3]。解決這一問(wèn)題的常見(jiàn)做法是，變換器常需要并聯(lián)。但這又帶來(lái)了其他問(wèn)題，當(dāng)電路具有較大的輸入電流時(shí)，并聯(lián)Boost 功率因數(shù)校正電路的支路電流是輸入電流的幾分之一。在這種情況下，交錯(cuò)并聯(lián)電路由于具有輸入電流紋波小、開關(guān)損耗低，并能夠提高變流器的轉(zhuǎn)換效率的優(yōu)點(diǎn)，而被廣泛運(yùn)用。

Boost 電路中的二極管會(huì)存在反向恢復(fù)的問(wèn)題，而有些Boost 電路中存在耦合電感，可解決這一問(wèn)題[4-7]。而若在單相PFC 電路中采用具有耦合電感的拓?fù)?，其具有連續(xù)的輸入電流，傳統(tǒng)的電流斷續(xù)模式的功率因數(shù)校正電路，輸入電流斷續(xù)，這樣就使得在設(shè)計(jì)輸入濾波器時(shí)要簡(jiǎn)單很多[8-10]。此外，具有耦合電感的Boost 電路還具有另一優(yōu)點(diǎn)，即可大大降低反向恢復(fù)損耗，從而降低電磁干擾損耗。

由此可得，該交錯(cuò)并聯(lián)單相PFC 電路中的控制電路，也可通過(guò)相應(yīng)的改進(jìn)傳統(tǒng)單相整流電路的功率因數(shù)變換器的控制電路得到[11]。

功率因數(shù)校正電路的不斷發(fā)展，新型的功率因數(shù)校正電路被不斷提出，例如倍壓功率因數(shù)校正電路、無(wú)橋功率因數(shù)校正電路、交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC 電路等[12-14]。而交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC系統(tǒng)能減小系統(tǒng)的輸入電流紋波，而且還具備傳統(tǒng)的并聯(lián)系統(tǒng)的所有優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)還能夠降低電路中開關(guān)管的電流應(yīng)力。

目前現(xiàn)有的功率因數(shù)校正電路的電路，常見(jiàn)的控制方法有：均流控制、單周期控制、峰值電流控制等。均流控制由于其具備更優(yōu)秀的動(dòng)態(tài)以及靜態(tài)特性，因此本文采用均流控制方法。

2 交錯(cuò)并聯(lián)單相PFC 電路和實(shí)現(xiàn)

本文的電路拓?fù)涿枋鋈缦拢褐绷鬏斎腚娫碫in，電源的正輸入端連接并聯(lián)的兩條支路，分為第一支路和第二支路，第一支路包括耦合電感L1、可控開關(guān)管S1以及可控開關(guān)管S2，第二支路包括電感L2、可控開關(guān)管S3 以及可控開關(guān)管S4；其中電感L1 和電感L2 為耦合電感，耦合電感L1 的一端連接耦合電感L2 的一端，耦合電感L1 的另一端連接可控開關(guān)管S1 的漏極，可控開關(guān)管S1 的源極連接直流輸入電源Vin 的負(fù)輸入端，可控開關(guān)管S1 的漏極還連接可控開關(guān)管S2 的源極，可控開關(guān)管S2 的漏極為第一支路的輸出端；耦合電感L2 的一端為第二支路的輸入單，耦合電感L2 的另一端連接可控開關(guān)管S3 的漏極，可控開關(guān)管S3 的另一端連接直流輸入電源Vin 的負(fù)輸入端，可控開關(guān)管S3 的漏極同時(shí)連接可控開關(guān)管S4 的源極，可控開關(guān)管S4的源極為第二支路的輸出端。耦合電感L1 和耦合電感L2 的連接端連接直流輸入電源Vin 的正輸入端，第一支路以及第二支路的輸出端連接在一起，共同連接輸出電容Co 的第一端，輸出電容Co 的第二端連接直流輸入電源Vin 的負(fù)輸入端，負(fù)載電阻RL 與輸出電容Co并聯(lián)，也即，負(fù)載電阻RL 的一端連接第一支路與第二支路的輸出端，負(fù)載電阻RL 的另一端連接直流輸入電源Vin 的負(fù)輸入端，負(fù)載電阻RL 的兩端為輸出電壓?？煽亻_關(guān)管S1、可控開關(guān)管S2、可控開關(guān)管S3 以及可控開關(guān)管S4 可以為MOSFET 功率管?？蛇x的可控開關(guān)管S1、可控開關(guān)管S2、可控開關(guān)管S3 以及可控開關(guān)管S4 可以包括兩端反并聯(lián)二極管的MOSFET 功率管，還可以包括兩端反并聯(lián)二極管以及電容的MOSFET 功率管。在本領(lǐng)域中，Boost 功率因數(shù)變換電路拓?fù)涫菫榇蠹宜熘?。直流輸入電源E，其正輸入端連接可控開關(guān)管V 的集電極，可控開關(guān)管V 的發(fā)射極連接二極管VD 的陰極，二極管VD 的陽(yáng)極連接直流輸入電源E的負(fù)輸入端，電感L 的一端連接可控開關(guān)管V 的發(fā)射極與二極管VD 陰極的連接點(diǎn)，電感L 的另一端連接電阻R的一端，電阻R的另一端連接輸出支流電源的一端，輸出直流電源的另一端連接輸入直流電源的負(fù)輸入端以及二極管VD 的陽(yáng)極。可控開關(guān)管的選擇有很多，比如本領(lǐng)域所熟知的IGBT、MOSFET 等。電阻R 的兩端即為輸出電壓。

因此，對(duì)比本文的電路拓?fù)浜捅绢I(lǐng)域熟知的Boost電路可知，本文的電路拓?fù)淇梢钥闯蓛蓷lBoost 電路耦合在一起，且本文是全控性的兩條Boost 電路，因?yàn)楸疚牡碾娐吠負(fù)渲胁捎每煽亻_關(guān)管替代了傳統(tǒng)Boost 電路中的二極管VD，更好地實(shí)現(xiàn)了交錯(cuò)并聯(lián)的功能。本文的電路拓?fù)浒ɡ@向相同的耦合電感L1 和L2，耦合電感L1 和L2 可等效為3 個(gè)非耦合電感，其電路等效方式為：耦合電感L1、L2 可等效為電感La、Lb、Lc，電感La 的一端為第一輸入端，電感La 的另一端連接電感Lb以及電感Lc 的連接點(diǎn)，電感Lc 的另一端為第二輸入端和第二輸出端，電感Lb 的另一端為第一輸出端。

傳統(tǒng)的Boost 電路工作原理如下：電路剛啟動(dòng)時(shí)，電感電流為零，隨著工作過(guò)程的進(jìn)行，電感電流開始逐漸增長(zhǎng)，而與此同時(shí)，通過(guò)二極管VD 的電流下降，這樣就實(shí)現(xiàn)了可控開關(guān)管V 的零電流導(dǎo)通和二極管VD的零電流反向恢復(fù)損耗。而本文所介紹的交錯(cuò)并聯(lián)功率因數(shù)校正電路的控制和傳統(tǒng)的單相功率因數(shù)校正電路的控制過(guò)程實(shí)質(zhì)上是相同的，最終實(shí)現(xiàn)的控制目標(biāo)是它的輸入電流最大限度地跟隨輸入電壓，而實(shí)現(xiàn)電路的功率因數(shù)最大限度地逼近1。

本文中電路拓?fù)涞目刂七^(guò)程與傳統(tǒng)的單相Boost 功率因數(shù)校正電路的控制過(guò)程相同，通過(guò)再次分配傳統(tǒng)單相Boost 功率因數(shù)變換電路的控制信號(hào)，使得可控開關(guān)管S1 和可控開關(guān)管S2 實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)導(dǎo)通，而其他外圍電路與傳統(tǒng)的單相Boost 功率因數(shù)變換電路沒(méi)有過(guò)多的區(qū)別，這樣便不需要額外設(shè)計(jì)單獨(dú)的脈寬調(diào)制的控制芯片，而只需再增加一個(gè)脈寬調(diào)制分配電路。

3 控制電路

本文采用的控制芯片是UC3854，而本文的開關(guān)管控制頻率是傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制開關(guān)頻率的一半。本文的控制模塊描述如下：目標(biāo)輸出電壓Uref 作為輸入電壓，進(jìn)入PI 控制模塊，接下來(lái)與電感L1 的目標(biāo)電流IL1ref做差，其做差的結(jié)果進(jìn)入PI 控制模塊，再進(jìn)行G(s)變換，輸出一第一輸出電壓；目標(biāo)輸出電壓Uref 作為輸入電壓進(jìn)入PI 控制模塊的結(jié)果，同時(shí)與電感L2 的目標(biāo)電流IL2ref 做差，做差結(jié)果進(jìn)入PI 控制模塊，在進(jìn)行G(s)變換，輸出另一第二輸出電壓。第一輸出電壓和第二輸出電壓相加，共同進(jìn)行另一G(s)變換，輸出的電壓即為輸出電壓UDC。同時(shí)控制過(guò)程還包括負(fù)反饋過(guò)程，即輸出電壓UDC 返回目標(biāo)輸出電壓Uref，進(jìn)行負(fù)反饋；上述第一輸出電壓返回目標(biāo)輸出電壓Uref 作為輸入電壓進(jìn)入PI 控制模塊的結(jié)果，進(jìn)行負(fù)反饋，上述第二輸出電壓返回目標(biāo)輸出電壓Uref 作為輸入電壓進(jìn)入PI 控制模塊的結(jié)果進(jìn)行負(fù)反饋。作為本文的耦合電感L1 和耦合電感L2 是工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式下，即其電感電流是斷續(xù)的，這樣也變不需要考慮耦合電感L1和耦合電感L2 之間的均流問(wèn)題，這樣只需要在傳統(tǒng)單相Boost 電路的控制電路即可完成控制。

為使交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路并聯(lián)兩模塊實(shí)現(xiàn)均流，考慮只有兩模塊并聯(lián)，所以設(shè)計(jì)占空比補(bǔ)償控制環(huán)時(shí)，只需在其中一條支路中加入占空比補(bǔ)償控制環(huán)，當(dāng)這一支路電感電流通過(guò)均流占空比補(bǔ)償后達(dá)到總電流的一半時(shí)，另一支路的電流必定也為總電流的一半，達(dá)到了兩條支路均流的目的。

根據(jù)之前對(duì)導(dǎo)致兩條電路不均流的原因的分析，交錯(cuò)并聯(lián)的控制過(guò)程中，由于可控開關(guān)管的導(dǎo)通延遲產(chǎn)生很小的輸入電壓增量，致使電感的電流與其給定值之間有一定的差距，即不能很好地實(shí)現(xiàn)跟蹤的效果，因此兩條并聯(lián)的支路的電流之間將形成電流偏差。所以，分析兩條并聯(lián)支路，電感L2 支路為產(chǎn)生這一現(xiàn)象的源頭支路，在這一支路的控制電流環(huán)中加入占空比補(bǔ)償環(huán)節(jié)，就可以實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)中所需要達(dá)到的占空比補(bǔ)償，其所到平均電流控制的電流內(nèi)環(huán)輸出的控制占空比中，使電感L2 支路的實(shí)現(xiàn)為電路中總電流的一半大小，那么電感電流iL1 也為總電流的一半大小，就可以實(shí)現(xiàn)兩條并聯(lián)的Boost 支路的均流。

根據(jù)電感L2 的支路電流給定值1/2(iLref)與電感L2支路的電感實(shí)際電流的差值，根據(jù)該差值與電感L2 支路的電流給定值1/2(iLref)的比例得到電感L2 支路的電流偏差程度。

交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC 變換器的直流輸入電壓為Vin，其輸入電壓的形式是整流橋輸出電壓的正弦半波，該輸入電壓的大小介于0 到vpk 之間，其中vpk 代表的是峰值電壓。我們?cè)诳刂七^(guò)程中發(fā)現(xiàn)，輸入電壓Vin 約等于0 時(shí)，能實(shí)現(xiàn)控制占空比最大的效果，而輸入電壓Vin 在峰值附近時(shí)，能實(shí)現(xiàn)控制占空比最小的效果。因此，本文采用的占空比補(bǔ)償控制方式，能實(shí)現(xiàn)兩條支路中用于補(bǔ)償?shù)牟⑶夷軌驅(qū)崿F(xiàn)均流效果的均流占空比，其最大值也能成為控制占空比的最大值。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文的模擬由MATLAB 軟件實(shí)現(xiàn)，本文的控制電路為控制芯片UC3854，主要的元件選擇為：二極管VD 是軟恢復(fù)二極管，可控開關(guān)管S1 采用的是英飛凌公司生產(chǎn)的CMT57UA40 開關(guān)，輸入電壓為市電，經(jīng)過(guò)Boost 電路升壓后，輸出電壓可達(dá)到350V，可控開關(guān)管S1 的工作頻率為18kHz，電路的輸出功率為2kW，其他三個(gè)可控開關(guān)管S2、S3、S4 也可選用同樣類型的可控開關(guān)，也即可同樣采用英飛凌公司生產(chǎn)的CMT57UA40 開關(guān)。耦合電感L1 與電感L2 的感量相同，都是0.7mH，輸出電容Co 容量為950μF，耦合電感L1 與電感L2 的耦合系數(shù)為0.95。續(xù)流二極管的電壓和電流的實(shí)驗(yàn)波形可達(dá)到完全連續(xù)。續(xù)流二極管實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷，續(xù)流二極管的反向恢復(fù)電流為零，這樣，便能夠減小由于二極管反向恢復(fù)電流而導(dǎo)致的能量損耗，降低電磁

干擾損耗。同時(shí)，可控開關(guān)管S1 的電壓波形以及電流波形也相較于傳統(tǒng)的Boost 電路的電壓波形以及電流波形有較大的改善。本文的輸出電壓波形可以更大程度地實(shí)現(xiàn)跟隨電流波形，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的極大提高，同時(shí)損耗也能降低。同時(shí)，本文中的交錯(cuò)并聯(lián)電路實(shí)現(xiàn)了電壓與電流的交錯(cuò)，大大降低了開通損耗，并且減小了電磁損耗。

5 結(jié)論

本文介紹了一種交錯(cuò)并聯(lián)的單相升壓功率因數(shù)校正電路，這樣的電路拓?fù)淠軌虼蟠筇岣唠娐沸?，降低電磁損耗，并且由于具有耦合電感，還可進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)升壓電路的二極管零反向恢復(fù)損耗。且該電路控制簡(jiǎn)單，可采用與傳統(tǒng)單相電路相同的控制方法，采用傳統(tǒng)的控制芯片即可，加以簡(jiǎn)單的分配電路即可實(shí)現(xiàn)，控制電路采用控制芯片UC3854，實(shí)現(xiàn)了交錯(cuò)并聯(lián)的Boost 電路的PFC。與斷續(xù)電流模式的單相功率因數(shù)變換電路相比，本文所采用的電路的輸入電流連續(xù)，且可實(shí)現(xiàn)電路中二極管的反向恢復(fù)損耗為零。