袁義生，呂 森，朱啟航

（華東交通大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，江西 南昌 330013）

0 引言

級(jí)聯(lián)H 橋CHB（Cascaded H-Bridge）變換器具有模塊化、布局簡(jiǎn)單、可靠性高的特點(diǎn)［1-3］，相較于傳統(tǒng)的兩電平變換器，CHB變換器通過電位的疊加，可大幅提高變換器的電壓等級(jí)和功率等級(jí)［4］。同時(shí)，隨著電平數(shù)的增加，在相同開關(guān)頻率下，級(jí)聯(lián)型變換器所需的濾波電感更小，這就使得其功率密度可以更高［5-6］。此外，CHB 逆變器直流側(cè)相互獨(dú)立，各單元光伏（PV）面板可獨(dú)立完成最大功率點(diǎn)跟蹤MPPT（Maximum Power Point Tracking）［7］。這些特性使得CHB逆變器非常適合應(yīng)用于光伏產(chǎn)業(yè)中。

但光伏面板輸出功率具有不穩(wěn)定性，會(huì)受到灰塵、落葉甚至維修后型號(hào)不匹配等的影響，各單元光伏輸出功率會(huì)出現(xiàn)相差較大的情況［8］。由于各H 橋單元交流側(cè)流過同一并網(wǎng)電流，功率較大的單元可能進(jìn)入過調(diào)制狀態(tài)，進(jìn)而導(dǎo)致并網(wǎng)電流畸變，系統(tǒng)不穩(wěn)定，被強(qiáng)制做離網(wǎng)處理［9-10］。因此，如何解決CHB逆變器在輸入功率不平衡時(shí)出現(xiàn)的并網(wǎng)電流畸變問題，是目前的主要研究重點(diǎn)之一。文獻(xiàn)［11］提出了一種改進(jìn)的MPPT 控制策略，通過降低過調(diào)制單元的輸出功率，使其退出最大功率點(diǎn)運(yùn)行，回到線性調(diào)制范圍內(nèi)，進(jìn)而避免并網(wǎng)電流畸變，但其缺點(diǎn)是降低了系統(tǒng)的發(fā)電效率。文獻(xiàn)［12-13］提出了一種基于無(wú)功補(bǔ)償?shù)目刂撇呗?，將逆變器的功率因?shù)作為額外的控制對(duì)象，擴(kuò)寬系統(tǒng)的控制自由度，可大幅降低輸入功率極度不平衡時(shí)的并網(wǎng)電流畸變率，但是可變的功率因數(shù)將會(huì)限制逆變器的應(yīng)用場(chǎng)合。文獻(xiàn)［14-15］提出了一種三次諧波補(bǔ)償策略THCS（Third Harmonic Compensation Strategy），利用方波的最大調(diào)制度為4/π 的特點(diǎn)，通過在過調(diào)制單元的調(diào)制波中注入三次諧波來(lái)提高該單元的調(diào)制度。與文獻(xiàn)［11］和文獻(xiàn)［12-13］中提到的2 種方法相比，THCS可在保證發(fā)電效率的前提下，仍保持逆變器以單位功率因數(shù)運(yùn)行。綜合而言，THCS 效果最優(yōu)，因此筆者將該方法作為研究對(duì)象。在研究的過程中發(fā)現(xiàn)現(xiàn)有的THCS 在電網(wǎng)電壓畸變下，電流畸變十分嚴(yán)重，且并未有研究學(xué)者針對(duì)該現(xiàn)象進(jìn)行進(jìn)一步的研究。因此，本文以此為重點(diǎn)，力圖解決THCS 在電網(wǎng)電壓畸變下產(chǎn)生的電流畸變問題。

本文首先介紹了THCS 的基本原理及其控制框圖，分析了電網(wǎng)電壓畸變導(dǎo)致電流畸變的機(jī)理原因。在原有控制策略不變的前提下，提出了一種電流諧波抑制環(huán)作為額外的補(bǔ)充。通過引入電流的諧波成分作為控制對(duì)象，閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)對(duì)電流諧波的抑制。通過仿真和實(shí)驗(yàn)證明了所提電流諧波抑制環(huán)的有效性，其顯著提高了THCS 對(duì)電網(wǎng)電壓的適應(yīng)性，解決了在電網(wǎng)電壓畸變情況下的電流畸變問題。

1 單相CHB光伏并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型分析

單相CHB 光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)淙鐖D1所示。圖中n個(gè)H 橋級(jí)聯(lián)，PVx（x=1，2，…，n）為各單元光伏面板；Cx為各單元直流側(cè)濾波電容；Tx1—Tx4為各單元H 橋開關(guān)；Ls和Rs分別為交流濾波電感和線路等效電阻；us和is分別為電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流；uL為濾波電感電壓；uHx和udcx分別為H 橋模塊的交流側(cè)電壓和直流側(cè)電壓；iPVx、iCx和iHx分別為光伏面板輸出電流、電容電流和H橋模塊直流側(cè)輸入電流。

圖1 單相CHB光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)銯ig.1 Topology of single-phase CHB grid-connected photovoltaic inverter

逆變器穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，由于逆變器的開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，則各單元交、直流側(cè)之間的電壓關(guān)系可由其調(diào)制波mx來(lái)表示，即：

忽略H 橋模塊的損耗，則H 橋逆變單元前后瞬時(shí)功率相等，有：

根據(jù)圖1，由基爾霍夫定律可得逆變器的動(dòng)態(tài)特性為：

式中：uPVx為光伏面板輸出電壓。

結(jié)合式（1）—（3），可得單相CHB 光伏并網(wǎng)逆變器的狀態(tài)方程為：

式（4）中，Ls、Cx和us為系統(tǒng)自身硬件參數(shù)；udcx和is為控制對(duì)象，共n+1 個(gè)；mx為開關(guān)函數(shù)，共n個(gè)。系統(tǒng)是通過調(diào)節(jié)n個(gè)開關(guān)函數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)n+1 個(gè)控制對(duì)象的控制。因此，CHB 光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)存在天然的內(nèi)在不穩(wěn)定。根據(jù)文獻(xiàn)［12］可知，CHB 逆變器在單位功率因數(shù)下穩(wěn)定運(yùn)行的前提條件為：

式中：Px為各單元光伏面板的輸出功率；PT為光伏面板輸出總功率；Us為電網(wǎng)電壓us的有效值。式（5）從功率的角度出發(fā)，給出了CHB 逆變器在單位功率因數(shù)下的穩(wěn)定域范圍，各單元光伏輸出功率應(yīng)滿足式（5），否則系統(tǒng)將發(fā)生過調(diào)制，進(jìn)而失穩(wěn)。

2 基于THCS 的CHB 光伏并網(wǎng)逆變器控制策略

2.1 THCS

THCS原理較為簡(jiǎn)單，通過在過調(diào)制單元的調(diào)制波中注入一定量的三次諧波，其線性調(diào)制度可由1提高至1.155，一定程度上解決了功率不平衡所帶來(lái)的電流畸變問題。即使其單元調(diào)制度達(dá)到1.155時(shí)，其調(diào)制波峰值也不會(huì)超過其三角載波峰值。THCS下，其調(diào)制波計(jì)算公式為：

式中：Sx為歸一化后的調(diào)制度；kx為三次諧波補(bǔ)償系數(shù)；ωt為電網(wǎng)電壓實(shí)時(shí)相角；δ為調(diào)制相角。補(bǔ)償系數(shù)kx會(huì)隨著調(diào)制度Sx的變化而變化，以實(shí)現(xiàn)最優(yōu)補(bǔ)償，達(dá)到補(bǔ)償量“剛剛好”的目的。需要說(shuō)明的是，當(dāng)在過調(diào)制單元的調(diào)制波中注入三次諧波時(shí)，相應(yīng)地會(huì)在其余單元注入反向的三次諧波，以保證交流側(cè)電壓矢量中不含多余的三次諧波成分。

2.2 系統(tǒng)控制框圖

根據(jù)文獻(xiàn)［13］，基于THCS 的CHB 光伏并網(wǎng)逆變器控制框圖見附錄A圖A1。系統(tǒng)有以下2個(gè)控制目標(biāo)，共n+1 個(gè)控制對(duì)象：目標(biāo)1，控制n個(gè)直流母線電壓udcx，使得光伏面板運(yùn)行在最大功率點(diǎn)處；目標(biāo)2，控制并網(wǎng)電流is，保證并網(wǎng)電流的高正弦度和高功率因數(shù)。

2.2.1 電壓環(huán)

2.2.2 電流環(huán)

目前，單相并網(wǎng)逆變器的電流控制中最常見的方法為基于PI或準(zhǔn)比例-諧振（PR）控制器的內(nèi)環(huán)控制方法［16］，其具有算法簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)、抗干擾能力強(qiáng)的特點(diǎn)。但THCS 為了擴(kuò)寬CHB 光伏并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定域運(yùn)行范圍，需要得到各個(gè)單元的調(diào)制度Sx，以計(jì)算相應(yīng)的三次諧波補(bǔ)償系數(shù)。而基于PI 或準(zhǔn)PR 的內(nèi)環(huán)控制方法無(wú)法直接得到調(diào)制度Sx，所以不適用于基于THCS 的系統(tǒng)。因此，單相系統(tǒng)中，凡是涉及THCS 的文獻(xiàn)皆采用了類似附錄A 圖A1 所示的電流環(huán)。即需要引入二階廣義積分SOGI（Second-Order Generalized Integrator）變換器和Park 坐標(biāo)變換，將交變的并網(wǎng)電流is轉(zhuǎn)變?yōu)橛泄χ绷鞣至縄d和無(wú)功直流分量Iq。

首先，通過鎖相環(huán)PLL（Phase-Locked Loop）得到電網(wǎng)電壓us的幅值Um及其相角ωt。因?yàn)楸疚南到y(tǒng)為單相系統(tǒng)，然后引入SOGI 變換器以得到2 個(gè)正交電流量iD和iQ，其中iD與is同頻同相且同幅值，iQ與is同頻同幅值但相角滯后π/2。iD和iQ在電網(wǎng)電壓相角ωt的基礎(chǔ)上，經(jīng)Park 變換，即可實(shí)時(shí)獲得電流有功分量Id和無(wú)功分量Iq。有功分量給定值I*d由光伏輸出總功率給定值P*T除以0.5Um得到，無(wú)功分量給定值I*q設(shè)為0。電流環(huán)PI 控制器的輸出為有功調(diào)制電壓幅值Ud和無(wú)功調(diào)制電壓幅值Uq。最后，由式（7）計(jì)算得到總調(diào)制電壓幅值Ur和調(diào)制相角δ。

得到總調(diào)制電壓幅值Ur后，需要對(duì)其進(jìn)行分配，以得到各單元的調(diào)制電壓信息。CHB 逆變器中，各單元交流側(cè)流過同一并網(wǎng)電流，故各單元輸出功率Px與其調(diào)制電壓UHx成正比，有：

根據(jù)式（8），可得各單元調(diào)制度Sx為：

一旦某單元調(diào)制度Sx＞1，則系統(tǒng)根據(jù)文獻(xiàn)［14］中THCS 的原理，產(chǎn)生相對(duì)應(yīng)的調(diào)制波mx，最終實(shí)現(xiàn)功率控制。

3 電網(wǎng)電壓畸變導(dǎo)致并網(wǎng)電流畸變的機(jī)理分析

實(shí)際的電網(wǎng)電壓中可能會(huì)包含大量的低次諧波，并網(wǎng)電壓us波形及其快速傅里葉變換（FFT）分析結(jié)果如附錄A 圖A2 所示。可見電網(wǎng)電壓的總諧波畸變率THD（Total Harmonic Distortion）達(dá)到了3.56%。第2 節(jié)對(duì)文獻(xiàn)［14］中設(shè)計(jì)的CHB 光伏并網(wǎng)逆變器的控制框圖進(jìn)行了較為詳細(xì)的描述，其電流環(huán)采用了基于dq坐標(biāo)變換的解耦控制策略。由于本文系統(tǒng)為單相系統(tǒng)，故引入SOGI變換器虛擬出一對(duì)正交的電流信號(hào)。SOGI 變換器其實(shí)是作用于反饋通路中的，但文獻(xiàn)［14］并未研究SOGI變換器對(duì)反饋通路的影響。因此，需要進(jìn)一步分析SOGI變換器的特性及其給電流環(huán)控制帶來(lái)的影響。

3.1 SOGI變換器對(duì)電流反饋的影響

SOGI變換器可以將并網(wǎng)電流is轉(zhuǎn)換成一對(duì)正交電流量iD和iQ，經(jīng)Park 變換后，作為電流環(huán)的反饋值，其原理圖如圖2 所示。圖中，k為增益系數(shù)；ω*為諧振角頻率。

圖2 SOGI變換器的原理圖Fig.2 Principle diagram of SOGI converter

SOGI變換器特征傳遞函數(shù)為：

為探究SOGI變換器的頻率特性，假定系統(tǒng)的電網(wǎng)電壓頻率為50 Hz，則ω*=100 π。根據(jù)式（10），可繪制得到不同k值下的D(s)和Q(s)幅頻特性和相頻特性，如圖3所示。

圖3 D（s）和Q（s）的幅頻特性與相頻特性曲線Fig.3 Curves of amplitude-frequency and phasefrequency characteristics for D（s）and Q（s）

由圖3可以看出，當(dāng)ω=ω*=100π時(shí)，在諧振角頻率處，D(s)的增益為1，相角為0°，Q(s)的增益為1，相角為-90°，得到一組幅值相同、相位相差90°的信號(hào)。而在其他角頻率處，D(s)和Q(s)的增益很小，會(huì)對(duì)并網(wǎng)電流中的諧波成分起到較強(qiáng)的抑制作用，且隨著增益系數(shù)k的不斷減小，這種抑制效果愈發(fā)強(qiáng)烈。這意味著電流反饋值iD和iQ中將不包含并網(wǎng)電流的諧波成分，即不能完整反映電流的真實(shí)情況。

3.2 機(jī)理分析

復(fù)頻域下，單相CHB 并網(wǎng)逆變器交流側(cè)等效電路如圖4 所示，其基波分量與諧波分量下的等效電路如附錄A 圖A3 所示。圖中，UAB(s)為級(jí)聯(lián)后交流側(cè)電壓和；Us(s)為電網(wǎng)電壓；Is(s)為并網(wǎng)電流；ZL(s)和ZR(s)分別為逆變器等效阻抗和線路阻抗。根據(jù)線性疊加定理，可將各電路變量分解為基波分量和諧波分量，其表達(dá)式為：

圖4 單相CHB并網(wǎng)逆變器交流側(cè)等效電路圖Fig.4 AC-side equivalent circuit diagram of single-phase CHB grid-connected inverter

式中：UAB_b(s)和UAB_h(s)、Us_b(s)和Us_h(s)、Is_b(s)和Is_h(s)分別為復(fù)頻域下交流側(cè)電壓UAB（s）、電網(wǎng)電壓Us(s)、并網(wǎng)電流Is(s)的基波成分和諧波成分。

根據(jù)附錄A 圖A3（a），可推導(dǎo)出CHB 并網(wǎng)電流的基波分量表達(dá)式為：

式中：ωb為基波角頻率。

同理，根據(jù)附錄A 圖A3（b），可推導(dǎo)出CHB 并網(wǎng)電流的諧波分量表達(dá)式為：

式中：ωh為諧波角頻率。

由3.1 節(jié)可知，電流反饋中不包含其諧波成分，這意味著控制環(huán)路中將缺乏對(duì)諧波的控制，即UAB_h(jωh)≈0。故一旦電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變，電網(wǎng)電壓諧波成分將失控，在電路中呈現(xiàn)短路狀態(tài)。此時(shí)式（13）可簡(jiǎn)化為：

因此，有必要在原有的電流控制中，補(bǔ)充對(duì)諧波電流的控制，以減小并網(wǎng)電壓畸變所帶來(lái)的影響。

4 諧波抑制環(huán)

4.1 基本原理

評(píng)判并網(wǎng)逆變器工作質(zhì)量的一個(gè)重要標(biāo)準(zhǔn)是并網(wǎng)電流的高正弦度。由逆變器的狀態(tài)方程（式（4））可知，并網(wǎng)電流is是由H橋交流側(cè)電壓uAB、電網(wǎng)電壓us和濾波電感Ls所共同決定的。但從控制的角度而言，us和Ls是常量，是不可控的，只有uAB可通過改變mx來(lái)進(jìn)行調(diào)節(jié)。

4.2 控制框圖

基于諧波抑制的基本原理，可設(shè)計(jì)得到其控制框圖如圖5所示。圖中，is_h為并網(wǎng)電流is中的諧波成分；u′h_sum為總的反向諧波調(diào)制電壓；m′1、m′2、…、m′n為諧波抑制環(huán)生成的各單元調(diào)制波。本文所提出的諧波抑制環(huán)是在原有控制策略基礎(chǔ)上，作為額外的補(bǔ)充。

圖5 所提諧波抑制環(huán)控制框圖Fig.5 Control block diagram of proposed harmonic suppression loop

首先利用50 Hz 陷波器，將并網(wǎng)電流中的諧波成分提取出來(lái)，作為諧波抑制環(huán)的反饋量。陷波器函數(shù)在特定頻率處增益極小，起到極強(qiáng)的抑制作用，而對(duì)其余頻段的信號(hào)保持增益為1［17］。因此，is經(jīng)過50 Hz陷波器以后，可近乎認(rèn)為is_h中僅包含了is的諧波成分。

將is的諧波成分給定值i*s_h設(shè)置為0，與is_h相減后，經(jīng)過多準(zhǔn)PR 控制器后，即可得到總的反向諧波調(diào)制電壓u′h_sum［18］。而各單元所需的反向諧波調(diào)制電壓u′hx可根據(jù)各個(gè)單元的輸出功率份額進(jìn)行分配，計(jì)算公式如下：

由式（15），再根據(jù)H 橋交-直電壓關(guān)系，即可計(jì)算得到各單元諧波抑制調(diào)制波m′x如下：

至此計(jì)算得到m′x，只需在原有調(diào)制波mx的基礎(chǔ)上，額外加上m′x。

4.3 陷波器參數(shù)設(shè)計(jì)

50 Hz陷波器作為諧波抑制環(huán)的“眼睛”，其參數(shù)設(shè)計(jì)至關(guān)重要，有以下2 個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)：高準(zhǔn)確性和低延時(shí)性。即快速準(zhǔn)確地將并網(wǎng)電流中的諧波成分反饋至控制系統(tǒng)中。陷波器傳遞函數(shù)Gnotch(s)如下：

式中：ωs為陷波器諧振角頻率；Q為陷波器品質(zhì)因數(shù)，Q值越小，陷波特性越好，但其頻率適應(yīng)性越差。

以ωs=100 π 為例，Q分別為0.5、1 時(shí)陷波器的Bode 圖如圖6 所示。因此，Q值的選擇需適當(dāng)，要兼顧高準(zhǔn)確性和低延時(shí)性，最終Q被設(shè)置為1。

圖6 陷波器函數(shù)的Bode圖Fig.6 Bode diagram of notch filter function

4.4 諧波抑制環(huán)控制器設(shè)計(jì)與穩(wěn)定性分析

4.4.1 控制器設(shè)計(jì)

根據(jù)圖5 所示的諧波抑制環(huán)的控制框圖，結(jié)合附錄A 圖A3（b）所示的諧波成分等效電路，可得到諧波抑制環(huán)的控制模型結(jié)構(gòu)，如圖7 所示。圖中，Gh(s)為控制器諧波抑制環(huán)傳遞函數(shù)；I*s_h(s)為諧波電流參考值，設(shè)置為0；L=Ls；R=Rs。

圖7 諧波抑制環(huán)控制模型結(jié)構(gòu)Fig.7 Control model structure of harmonic suppression loop

根據(jù)圖7 所示的模型，可推導(dǎo)出電流諧波成分Is_h(s)為：

由式（18）可以看出，并網(wǎng)電流諧波由電流諧波參考值與電網(wǎng)電壓諧波所決定。在系統(tǒng)中，電流諧波參考值被設(shè)置為0，式（18）等號(hào)右側(cè)第一項(xiàng)可被忽略，則式（18）可簡(jiǎn)化為：

由式（19）可得以下結(jié)論：Gh（s）在電網(wǎng)電壓諧波角頻率處的增益越高，電流諧波越小。

PR控制器傳遞函數(shù)為：

式中：kp為PR 控制器的比例系數(shù)；kr為PR 控制器的諧振系數(shù)；ω0為PR控制器的諧振角頻率。

多準(zhǔn)PR控制器的傳遞函數(shù)為：

式中：m為諧振點(diǎn)個(gè)數(shù)；ωx為各諧振點(diǎn)角頻率，各諧振點(diǎn)角頻率對(duì)應(yīng)有krx和ωcx這2 個(gè)參數(shù)。各參數(shù)特性如下：kp在全頻段為控制器提供一個(gè)最為基礎(chǔ)的增益；krx決定了控制器在諧振點(diǎn)處的增益大小，krx越大，增益越高；ωcx會(huì)影響控制器在諧振點(diǎn)處的帶寬，也影響其增益，ωcx越大，增益和帶寬都越大。

在參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，首先要根據(jù)諧振點(diǎn)處的帶寬，計(jì)算ωcx。設(shè)kp=0，當(dāng)s=jωx時(shí)，控制器在該諧振點(diǎn)處的增益為krx，根據(jù)帶寬的定義，|G(jω)|=kr/ 2 時(shí)，對(duì)應(yīng)的2個(gè)角頻率差即為帶寬。令| (ω2-ω2x)/(2ωcxω)|=1，計(jì)算得到該諧振點(diǎn)處的帶寬為2ωcx。設(shè)系統(tǒng)電網(wǎng)頻率允許波動(dòng)的范圍為±0.5%，則有2ωcx=1%ωx，即ωcx=0.5%ωx。

由于參數(shù)krx和kp都會(huì)影響控制器的增益，前者影響諧振點(diǎn)處的增益，后者影響全頻段的增益。根據(jù)上文分析可知，Gh(s)在電網(wǎng)電壓諧波角頻率處的增益越高，電流諧波越小，即krx越大，電流諧波越小。但在控制系統(tǒng)中，過高的增益可能會(huì)造成系統(tǒng)失穩(wěn)。因此，要綜合諧波抑制能力與穩(wěn)態(tài)性能來(lái)設(shè)計(jì)krx和kp這2個(gè)參數(shù)。

關(guān)于控制器諧振角頻率ωx的選擇，與電網(wǎng)電壓諧波成分有關(guān)。電網(wǎng)電壓中的主要諧波成分通常為低次諧波，因此，將本文控制器諧振角頻率設(shè)置為基頻的2～9倍。

4.4.2 穩(wěn)定性分析

根據(jù)圖7 所示的模型，可得到系統(tǒng)閉環(huán)特征方程式為：

設(shè)krx=100，kp由0.01變化至20，忽略系統(tǒng)次要極點(diǎn)，繪制出系統(tǒng)主導(dǎo)極點(diǎn)的根軌跡圖，如圖8 所示。由圖可知，當(dāng)kp過小或過大時(shí)，系統(tǒng)主導(dǎo)極點(diǎn)將無(wú)限趨近于虛軸，造成系統(tǒng)穩(wěn)定性下降。此外，由于kp為控制器提供一個(gè)全頻段的基礎(chǔ)增益，在設(shè)計(jì)時(shí)要盡可能大一些。綜合這2 點(diǎn)，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下，參數(shù)kp設(shè)計(jì)為10。

圖8 系統(tǒng)根軌跡圖Fig.8 Root locus diagram of system

5 仿真分析

為了驗(yàn)證本文所提出的控制策略的可行性，在MATLAB／Simulink 平臺(tái)上搭建了3 級(jí)CHB 光伏并網(wǎng)逆變器的仿真模型，其中光伏面板由電壓源串聯(lián)電阻的形式代替，具體參數(shù)如附錄A表A1所示。

系統(tǒng)在電網(wǎng)電壓沒有畸變時(shí)的仿真結(jié)果見附錄A 圖A4。0～0.2 s 為光伏并網(wǎng)逆變器的啟動(dòng)階段，隨著直流側(cè)電壓逐漸下降，光伏輸出功率不斷增加。0.2 s以后，系統(tǒng)處于穩(wěn)定運(yùn)行階段，此時(shí)并網(wǎng)電流諧波含量較小，并網(wǎng)電流畸變率為0.57%。仿真結(jié)果表明，本文所提出的控制框圖在理想電網(wǎng)電壓下具有較好的電能質(zhì)量。

圖9 為系統(tǒng)工作在電網(wǎng)電壓畸變下的仿真結(jié)果。設(shè)置電網(wǎng)電壓畸變率為3.55%。圖9（a）中，t=0.4 s 時(shí)，在原有控制框圖的基礎(chǔ)上，加入了本文所提出的諧波抑制環(huán)。對(duì)比可見并網(wǎng)電流畸變率由30.18%下降至1.63%，效果顯著。圖9（b）為優(yōu)化前、后并網(wǎng)電流is的快速傅里葉變換（FFT）分析圖。由于us中的諧波是由三次諧波占主導(dǎo)的，因此在優(yōu)化前，is中的諧波成分也主要為三次諧波。

圖9 電網(wǎng)電壓畸變下的仿真結(jié)果Fig.9 Simulative results under grid voltage distortion

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提控制策略的有效性，在實(shí)驗(yàn)室搭建了額定功率為2 kW 的七電平CHB 光伏并網(wǎng)逆變器。實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)保持一致，見附錄A 表A1。同樣采用電壓源串聯(lián)電阻的形式來(lái)模擬光伏面板，通過改變電阻大小來(lái)改變光伏面板的輸出功率。主控芯片采用TMS320F28335，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)接入實(shí)驗(yàn)室市電。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)見附錄A圖A5。

圖10 為系統(tǒng)在電網(wǎng)電壓畸變下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。電網(wǎng)電網(wǎng)畸變率為3.55%，且各諧波含量與上文仿真分析保持一致。顯然，并網(wǎng)電流發(fā)生了畸變。在原有控制框圖的基礎(chǔ)上，設(shè)置在某一時(shí)刻，諧波抑制環(huán)開始工作，實(shí)驗(yàn)波形如圖10（a）所示。對(duì)比可見并網(wǎng)電流畸變率由29.30%大幅下降至2.11%。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文所提出的諧波抑制環(huán)對(duì)并網(wǎng)電流的畸變起到良好的抑制作用。另外，在諧波抑制環(huán)工作前、后，直流側(cè)電壓始終穩(wěn)定在給定值附近，未發(fā)生明顯的電壓波動(dòng)，證明了本文所提出的諧波抑制環(huán)不會(huì)對(duì)電壓外環(huán)造成影響。

圖10 電網(wǎng)電壓畸變下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experimental results under grid voltage distortion

7 結(jié)論

傳統(tǒng)的單相CHB 光伏并網(wǎng)逆變器在電網(wǎng)電壓畸變下易出現(xiàn)并網(wǎng)電流畸變的問題。針對(duì)這一問題，本文提出了一種基于閉環(huán)控制的諧波抑制方法。首先分析了電網(wǎng)電壓畸變導(dǎo)致并網(wǎng)電流畸變的機(jī)理原因。通過提取并網(wǎng)電流中的諧波成分，并將其反饋至諧波抑制環(huán)中，使得CHB 逆變器在電網(wǎng)電壓畸變下仍能保持穩(wěn)定運(yùn)行，大幅降低了并網(wǎng)電流的畸變率。本文所提諧波抑制環(huán)不改變?cè)械目刂瓶驁D，只是作為額外的補(bǔ)償環(huán)節(jié)，原理簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)，可在其他場(chǎng)合或拓?fù)渲型茝V應(yīng)用。

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