趙海川，金書輝，王歡，于世鵬，白茹，邢作霞

（1. 沈陽工業(yè)大學電氣工程學院，遼寧省 沈陽市 110870；2. 天津電氣科學研究院有限公司，天津市 河東區(qū) 300450）

0 引言

目前，海上風力發(fā)電機組朝著單機功率10 MW級發(fā)展，風電機組模塊化設計成為主流[1-3]。隨著風電機組功率需求提高，風電行業(yè)應用較少的中壓六相永磁同步發(fā)電機(medium voltage sixphase permanent magnet synchronous generator，MVSPMSG)在風電行業(yè)前景逐漸明顯。由于MVSPMSG 多一套繞組，控制靈活性、效率大幅提升[4]。同時，變流器容量也隨之提高。中壓變流系統(tǒng)具有的低電流、并網(wǎng)適應性好等優(yōu)點[5-6]，是破解常規(guī)低壓、大電流系統(tǒng)損耗大，開關器件電流應力大等問題的關鍵。目前，市場應用的中壓變流拓撲有二極管中點箝位型(neutral point clamped，NPC)、飛跨電容型及主動箝位型3種[7]。二極管中點箝位型變流器結構復雜性適中、并網(wǎng)適應性良好[8]，故選用此拓撲結構為中壓三電平變流器結構方案。

為使MVSPMSG 以最大功率輸出，需要變流器控制風機，實現(xiàn)風能最大捕獲和并網(wǎng)功率的穩(wěn)定?，F(xiàn)有研究重點主要集中在變流控制系統(tǒng)可靠性提升、諧波電流抑制、損耗分析等方面。文獻[9]中NPC 變流系統(tǒng)采用斷續(xù)空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制提高系統(tǒng)載波頻率，降低開關損耗，但在MVSPMSG控制中的應用有待研究。文獻[10-11]中分別提出三維SVPWM和分類SVPWM算法來降低傳統(tǒng)SVPWM計算復雜性。然而，上述研究多針對機、網(wǎng)側(cè)變流器單獨控制，缺少風速波動對機側(cè)變流器控制穩(wěn)定性的影響。因此，在波動風速下為使MVSPMSG 能夠以最大功率輸出，本文將最大功率跟蹤策略應用到NPC 變流器控制。同時，NPC變流器存在直流中點電位失衡問題。與現(xiàn)有增加額外器件均壓方案相比，以SVPWM 方法為基礎的中點均壓控制方案更適用[12-13]。文獻[14]提出基于零序分量的載波調(diào)制方法，用來減小電容壓差，降低并網(wǎng)電流的諧波成分。文獻[15]采用虛擬空間矢量脈寬調(diào)制(virtual space vector pulse width modulation，VSVPWM)算法來降低直流電壓波動，但算法執(zhí)行時間長、電壓畸變嚴重。文獻[16]提出基于小矢量作用時長的中點電位平衡調(diào)控策略，但存在一定的不可控區(qū)域。文獻[17-19]則依據(jù)小矢量和中點電位間關系提出一種可變平衡系數(shù)的中點電位方法，但仍存在一定不可控區(qū)域，導致中點電位無法均衡。因此，本文提出融合調(diào)制系數(shù)與矢量組選擇，用于消除中點電位不可控區(qū)域，提高中點電位平衡度。

綜上所述，本文設計一種適用于MVSPMSG的最大功率跟蹤方法，通過轉(zhuǎn)矩及雙d-q電流環(huán)的閉環(huán)組合實現(xiàn)MVSPMSG 最大功率捕獲。同時，為平抑直流中點電位波動，采用調(diào)制因子和矢量組選擇2種方案協(xié)調(diào)調(diào)控用于中點電位平衡控制。最后，通過仿真驗證本文所提控制策略有效性，為大功率永磁同步電機(permanent magnet synchronous generator， PMSG) 控制提供理論參考。

1 中壓三電平風電變流器控制策略

1.1 10 MW永磁風電機組變流系統(tǒng)結構

10 MW風電變流系統(tǒng)結構采用MVSPMSG搭配分布式NPC型變流方案，并網(wǎng)通道采用雙5 MW變流器并聯(lián)而成，拓撲結構如圖1 所示。MVSPMSG為雙Y接不共中性點定子繞組，2套定子繞組間以不對稱分布30°排列。由于MVSPMSG定子繞組中不存在5、7次等低次諧波，故具有轉(zhuǎn)矩脈動小、并網(wǎng)適應性好等優(yōu)點。機、網(wǎng)側(cè)變流器均采用NPC 型結構。機側(cè)變流系統(tǒng)用于MVSPMSG 的轉(zhuǎn)速及功率控制，網(wǎng)側(cè)變流系統(tǒng)用于直流側(cè)電壓及并網(wǎng)控制。

圖1 10 MW永磁風力發(fā)電機組并網(wǎng)結構圖Fig.1 Grid connection structure of 10MW PMSG

1.2 基于最佳轉(zhuǎn)矩給定的MVSPMSG 最大功率跟蹤控制策略

在最大功率跟蹤方法方面，與轉(zhuǎn)速控制、功率控制相比較，轉(zhuǎn)矩控制只需要按照電機輸入轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速間所滿足的最佳轉(zhuǎn)矩曲線進行調(diào)控即可，故其具有調(diào)控方便、簡單的優(yōu)點。

為有效控制MVSPMSG，建立MVSPMSG 在雙dq同步坐標軸下的電壓及轉(zhuǎn)矩方程，分別為

式中：usd、usq、isd、isq分別為表示電壓、電流在dq旋轉(zhuǎn)子平面的分量；ux、uy、ix、iy分別表示電壓、電流在xy子平面內(nèi)的分量；Lsd和Lsq分別為定子直軸、交軸電感；φr為永磁體勵磁磁鏈；Rs為定子電阻；ωr為電角速度；np為極對數(shù)，其中下標p為分算子。

機側(cè)變流器在采用id=0 的控制方式下，電磁轉(zhuǎn)矩表達式為

式中：R為葉輪半徑；ρ為空氣密度；λ為葉尖速比；β為槳距角；v為風速；Cp為風能利用系數(shù)；ωm為發(fā)電機角速度。

式中：kp、ki分別為電流內(nèi)環(huán)的比例與積分系數(shù)；idref和iqref分別為dq坐標系下電流參考值。

由解耦控制可得出機側(cè)變流器控制框圖如圖2所示。

圖2 機側(cè)變流器控制策略框圖Fig.2 Control strategy block diagram of converter at generator side

根據(jù)式(6)計算q軸電流參考值，而將d軸電流給定值置零。dq軸電流給定值與電流采樣值偏差經(jīng)電流內(nèi)環(huán)PI 計算，得到dq坐標系下的電壓值，對其采取反Park變換后即可得到αβ坐標系下的電壓值Uα、Uβ。最后將電壓值輸入三電平SVPWM進行調(diào)制，從而得出2 套變流器IGCT 的PWM脈沖信號。

1.3 基于電網(wǎng)電壓定向矢量的網(wǎng)側(cè)變流器控制

由網(wǎng)側(cè)變流器調(diào)控對象特點可知，調(diào)控目標重點在于維持直母線電壓恒定和最大有功功率并網(wǎng)。網(wǎng)側(cè)變流器dq坐標系下數(shù)學模型可表示為式中：Rg、Lg分別為濾波器及線路等效電阻；SdX、SqX、SdZ、SqZ為dq坐標系變換參數(shù)，X和Z為開關變量，X表示橋臂上面2 個開關管導通，定義為1，Z表示下面2 個開關管導通，定義為-1；Ugd、Ugq為三相電壓在dq坐標系的分量；igd、igq為三相網(wǎng)側(cè)電流在dq坐標系的分量；ωg為電網(wǎng)工頻電角度；Udc1、Udc2為直流側(cè)上、下電容電壓。

依據(jù)NPC型網(wǎng)側(cè)變流器數(shù)學模型可知，變流器dq軸電壓分量間存在耦合關系，同樣需要采用補償項對電壓分量進行解耦輸出，從而完成dq軸電壓的獨立控制。在進行解耦變換后，變流裝置流向電網(wǎng)的有功功率P及無功功率Q分別為

由網(wǎng)側(cè)變流器電壓解耦后輸出，可得其變流器調(diào)控方法如圖3所示。

圖3 NPC型三電平網(wǎng)側(cè)變流器控制策略Fig.3 NPC three-level grid-side converter control strategy

2 直流中點電位平衡控制方法

2.1 基于SVPWM的直流中點電位調(diào)節(jié)機理

NPC型變流器中各相橋臂開關控制共需27個矢量，對于三電平SVPWM 而言，將27 個開關矢量分給為大、中、小(正小、負小)及零矢量，并依據(jù)所處空間位置、空間順序編號及區(qū)域劃分，具體情況如圖4所示。

圖4 不同開關狀態(tài)坐標變換后的空間矢量圖Fig.4 Space vector diagram after coordinate transformation in different switch states

由于不同矢量下變流器所處的工作狀態(tài)存在差異，從而導致直流中點的電流流動存在差異，此時直流中點電位的失衡程度也大小不一。不同矢量狀態(tài)下變流器開關等效模型如圖5所示。

圖5 空間矢量調(diào)制對中點電位影響Fig.5 Effect of SVPWM on neutral point potential

由圖5 可知，在零矢量、大矢量作用下，直流中點不存在電流回路，因此直流中點電位無變化。在正小矢量及中矢量作用下，直流中點電流i0由負載側(cè)流出，使得中點電位升高；在負小矢量作用下，直流中點電流i0由母線側(cè)流出，致使直流中點電位降低。由直流中點電流的流動方向可以得出，正、負小矢量對直流中點電位影響互異，而中矢量則致使直流中點電位上升。因此，通過調(diào)整矢量組內(nèi)正、負小矢量及中矢量的工作時間長度，從而完成對直流中點電位波動的調(diào)控。

2.2 基于調(diào)制系數(shù)與矢量組選擇協(xié)調(diào)的中點電位平衡方法

變流器直流側(cè)中點電位失衡主要由直流電容分壓不均所引起，故直流側(cè)中點處會存在剩余電荷。因此，可以將直流側(cè)中點電位均衡控制轉(zhuǎn)化為直流中點電荷量控制。由SVPWM 對直流中點電位調(diào)節(jié)規(guī)律可知，通過調(diào)整矢量組內(nèi)中、小矢量工作時長，從而使直流電容中點在脈沖周期內(nèi)的剩余電荷量一致，實現(xiàn)直流側(cè)中點電位為0。

在一個開關周期內(nèi)會存在一組基本矢量組，用于開關器件動作。而基本矢量組中通常存在4個矢量且至少含有一對正、負小矢量。在基本矢量組作用下，依據(jù)矢量作用順序，將正小矢量、中矢量、大矢量及負小矢量作用下的直流中點電流分別定義為i00、i01、i02和i03，其中正、負小矢量作用下的中點電流流向相反。在一個開關周期T內(nèi)，直流中點電荷剩余量ΔQ可表示為式中：Q1、Q2分別為上、下側(cè)電容電荷量；C為電容值；T0、T1、T2分別為小、中、大矢量作用時間。

由式(11)可知，在ΔQ=0時直流中點電位可實現(xiàn)均衡調(diào)控。因此，本文引入時間調(diào)制系數(shù)α，將各個矢量作用下的SVPWM 脈沖時間劃分為：(1+α)T0/4、T1/2、T2/2、(1-α)T0/2、T2/2、T1/2、(1+α)T0/4，具體劃分及作用方式如圖6 所示。中點電荷變化量ΔQ可表示為

由于在正、負小矢量作用下直流中點電流流向相反，即i00=-i03，則式(12)可表示為

由于SVPWM 脈沖作用時間要保持正值，故要使得|α|≤1，即在α∈(1，+∞]時，將α取值為1；在α∈[-∞，-1)時將α取值為-1。通過調(diào)節(jié)α對SVPWM 矢量作用時間進行修正來抑制直流中點電位失衡量。圖6為SVPWM矢量作用時間圖。

圖6 SVPWM矢量作用時間圖Fig.6 SVPWM vector action time chart

在通過調(diào)制系數(shù)α對直流中點電位調(diào)節(jié)過程中，調(diào)制系數(shù)α的取值范圍被限制在[-1，1]。因此，在式(14)中，當分母T0i00→0，分子CΔUdc+T1i01+T2i02≠0 時，將導致α取值越限。而此時將α取值為-1 或者1 時，在一個開關周期內(nèi)中點電荷無法全部抵消，故直流中點處仍具有較大電位波動。

由圖4可知，某一開關矢量通常具備2組基本矢量方案，如I扇區(qū)1號區(qū)內(nèi)矢量的合成組分為100、000、00-1、0-1-1 和110、100、000、00-1 兩組，在其分別工作情況下，中點電荷增量ΔQ1、ΔQ2為

由式(15)可知，不同矢量組合下直流中點電荷增量ΔQ1、ΔQ2取決于小矢量00-1及100作用時長及直流側(cè)電流。故選取不同基本矢量組所對應不同中點電流，直流中點處電荷量Q1、Q2為

在直流中點處，電荷量波動越小，則對電位的影響越小。因此，對直流中點電荷量|Q1|、|Q2|進行比較并取較小值，將其對應基本矢量組作為合成矢量。具體直流中點電位控制框圖如圖7所示。

圖7 直流中點電位控制方法Fig.7 DC midpoint potential control method

3 控制策略仿真驗證及分析

3.1 系統(tǒng)參數(shù)

為驗證本文所提基于MVSPMSG 結構的最大風能跟蹤控制策略以及直流中點電位調(diào)控策略有效性及準確性，在MATLAB/Simulink 仿真軟件中搭建相應的物理仿真模型，具體模擬參數(shù)如表1 所示。

表1 10 MW MVSPMSG及變流系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Parameter of 10 MW PMVSPMSG and converter system

3.2 中點電位均衡調(diào)控策略仿真分析

本文分別對未采用中點電位調(diào)控方法、采用基于調(diào)制系數(shù)的中點電位調(diào)控方法以及采用調(diào)制系數(shù)與矢量組選擇協(xié)調(diào)的中點電位調(diào)控方法時中點電位平衡情況進行仿真驗證，結果如圖8 和9所示。

圖8 是否加入平衡控制時中點電位變化情況Fig.8 Midpoint potential changes with or without equilibrium control

圖9 加入矢量選擇時中點電位變化Fig.9 Midpoint potential changes when adding vector selection

由圖8、9可知，當調(diào)制度為0.8，未采用中點調(diào)控方法時，直流中點電壓在-220～280 V間脈動；采用基于調(diào)制系數(shù)的中點電位調(diào)控方法后，直流中點電壓脈動范圍降低至-75～45 V。而采用調(diào)制系數(shù)與矢量組選擇協(xié)調(diào)的中點電位調(diào)控方法后中點電位波動范圍進一步降低為-30～30 V，降低幅度高達50%，網(wǎng)側(cè)變流器濾波前線電壓波形為額定輸出電壓3 300 V，且電壓波形得到改善，如圖10所示。

圖10 加入矢量選擇時線電壓變化Fig.10 Line voltage curve when adding vector selection

3.3 10 MW SPMSG系統(tǒng)仿真分析

對10 MW 基于MVSPMSG的最大風能跟蹤控制策略進行仿真分析。風速設置為漸變風，0～0.6 s內(nèi)風速穩(wěn)定在8 m/s，0.6～1 s增大至額定風速10.5 m/s，并在接下來的0.6 s 內(nèi)保持不變，1.6 s后驟減至9 m/s直到結束。

MVSPMSG的dq軸電流波形如圖11所示。當風速驟降時，由于繞組磁鏈矢量存在負向分量，使得發(fā)電機d軸電流出現(xiàn)暫時脈動，但很快又趨于零值電流。而MVSPMSGq軸電流僅與轉(zhuǎn)矩有關，額定風速下定子q軸電流為峰值電流1 250 A，且2 組定子繞組dq軸電流相等。因此，只需要通過調(diào)節(jié)dq軸電壓相等，從而完成MVSPMSG功率的平均分配。

圖11 MVSPMSG的dq軸電流波形Fig.11 dq-axis current waveform of MVSPMSG

MVSPMSG定子繞組電流如圖12所示，定子繞組的電流大小和波動頻率都隨著輸入風速改變，額定風速下定子電流為額定值880 A，且2組繞組間的同相電流相位差為30°。

圖12 MVSPMSG定子繞組電流Fig.12 MVSPMSG stator winding current

MVSPMSG 系統(tǒng)直流母線電壓如圖13 所示，2 組變流器母線電壓穩(wěn)態(tài)值相同，均為設定值5 000 V 左右。風速突變情況下，2 套直流母線電壓均短時小幅波動后迅速恢復設定值，且波動幅值及波動時長相一致。

圖13 雙變流器直流母線電壓Fig.13 DC bus voltage of double converter

網(wǎng)側(cè)變流器的并網(wǎng)電壓、電流及功率等曲線如圖14、15 所示。并網(wǎng)相電壓保持額定輸出電壓，而相電流則跟隨輸入風速而改變，電流輸出波形較好，經(jīng)FFT 計算，相電流諧波畸變率為2.47%，可以滿足設計要求。網(wǎng)側(cè)變流器的并網(wǎng)電壓及電流波動方向相同，經(jīng)濾波器補償后系統(tǒng)功率由變流器流向電網(wǎng)。同時，并網(wǎng)有功功率跟隨輸出電流改變，額定風速下2 組變流器并網(wǎng)有功功率達到10 MW，系統(tǒng)功率因數(shù)接近1。

圖14 網(wǎng)側(cè)變流器并網(wǎng)電壓、電流Fig.14 Grid-side converter grid-connected voltage and current

圖15 單個網(wǎng)側(cè)變流器輸出功率Fig.15 Output power of a single grid-side converter

4 結論

研究基于MVSPMSG 的風電系統(tǒng)機側(cè)、網(wǎng)側(cè)變流器及直流側(cè)控制策略，得出如下結論：

1）設計了適用于MVSPMSG 搭配NPC 型變流器的機側(cè)變流系統(tǒng)最大功率跟蹤控制策略，系統(tǒng)在變輸入工況下仿真分析可得，變流器功率輸出可動態(tài)跟隨風速變化，額定風速下系統(tǒng)輸出功率達到10 MW，滿足系統(tǒng)要求且具有良好最佳風能跟蹤性能。

2）分析NPC型變流器直流中點電位平衡調(diào)控方法，提出調(diào)制系數(shù)與矢量組選擇協(xié)調(diào)中點電位調(diào)控策略，與單純采用調(diào)制系數(shù)調(diào)控方法相比，所提方法可將中點電位波動范圍降低50%左右。