張 博,蔡林鈺,吳昊謙

(西安郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院,陜西 西安 710121)

第五代移動(dòng)通信技術(shù)(5G)是近幾年研究的熱點(diǎn),在5G 通信的實(shí)現(xiàn)過(guò)程中,射頻前端系統(tǒng)發(fā)揮著重要的作用。鎖相環(huán)作為射頻前端系統(tǒng)中的重要模塊,對(duì)射頻收發(fā)機(jī)的性能有著很大的影響。壓控振蕩器(VCO)作為鎖相環(huán)的重要組成部分,其性能的優(yōu)劣對(duì)鎖相環(huán)乃至整個(gè)射頻收發(fā)機(jī)都有著重要影響。低相位噪聲與寬頻率范圍是壓控振蕩器的設(shè)計(jì)難點(diǎn),如果本振信號(hào)的相位噪聲較差,則會(huì)增加通信中的誤碼率,影響載頻的跟蹤精度。同時(shí),相位噪聲還會(huì)影響通信接收機(jī)信道內(nèi)、外性能測(cè)量。相位噪聲越好,接收機(jī)的選擇性和靈敏度也越好。文獻(xiàn)[1]基于TSMC 180 nm CMOS 工藝設(shè)計(jì)了一款頻率范圍為3.26～5.27 GHz的VCO,其采用交叉互補(bǔ)耦合結(jié)構(gòu),應(yīng)用6 位開(kāi)關(guān)電容陣列實(shí)現(xiàn)了寬的調(diào)諧范圍,但多位開(kāi)關(guān)電容陣列會(huì)加速惡化相位噪聲性能。文獻(xiàn)[2]基于GF 65 nm 工藝,設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于毫米波段的VCO,工作頻率為137.87～162.34 GHz,其采用開(kāi)關(guān)電感陣列來(lái)實(shí)現(xiàn)寬的頻率范圍,但由于振蕩頻率較高,且頻率范圍與相位噪聲之間未能最佳折衷,其相位噪聲性能為-86.63 dBc/Hz@1 MHz。文獻(xiàn)[3]基于TSMC 40 nm CMOS 工藝,通過(guò)設(shè)計(jì)改進(jìn)型開(kāi)關(guān)電容陣列、高Q值諧振回路等方式實(shí)現(xiàn)了2.65～3.84 GHz 的寬頻率范圍VCO,并對(duì)芯片版圖進(jìn)行優(yōu)化,實(shí)現(xiàn)了小的版圖面積,但犧牲了相位噪聲性能,中心頻率處的相位噪聲為-109.71 dBc/Hz@1 MHz。文獻(xiàn)[4]提出的新結(jié)構(gòu)VCO 只需較少的外部偏置可產(chǎn)生較高的跨導(dǎo),因此功耗更低,相位噪聲性能也較好,但輸出頻率范圍為2.38～2.52 GHz,應(yīng)用范圍較小。因此,如何在寬的頻率范圍與低相位噪聲之間折衷成為近年來(lái)VCO 的研究熱點(diǎn)。

基于硅基的CMOS 工藝中,片上變?nèi)荻O管的電容電壓變化范圍相對(duì)有限,使得傳統(tǒng)的CMOS 工藝VCO 通常采用開(kāi)關(guān)電容陣列或開(kāi)關(guān)電感陣列的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)寬頻率范圍[1-3,5-8]。以上學(xué)者已有研究成果大多采用開(kāi)關(guān)電容陣列或開(kāi)關(guān)電感陣列實(shí)現(xiàn)寬的頻率范圍,但此時(shí)VCO 輸出頻率曲線不再是單一的頻率曲線,而是由多條頻率子帶交疊構(gòu)成。這種情況下,應(yīng)用于鎖相環(huán)頻率綜合器的VCO 往往需要自動(dòng)頻率校準(zhǔn)(AFC)技術(shù)來(lái)選取所需要的VCO 子帶。這種方式極大地增加了整個(gè)鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間[9],同時(shí)增大了芯片面積。因此,在一些對(duì)跳頻切換有嚴(yán)格要求的系統(tǒng)應(yīng)用中,采用開(kāi)關(guān)電容陣列形式的VCO 難以得到應(yīng)用。相較于多頻率子帶的VCO,單子帶VCO 無(wú)需配置AFC 進(jìn)行VCO 子帶的選取,極大縮小了應(yīng)用于鎖相環(huán)頻率綜合器的鎖定時(shí)間。

本文利用雙平衡吉爾伯特混頻器的差分輸入輸出特性,將定頻率3 GHz VCO 與單子帶5～6 GHz VCO進(jìn)行下混頻,得到的2～3 GHz VCO 不僅展寬了相對(duì)帶寬,而且提高了相位噪聲性能。

1 寬頻率范圍的單頻率子帶VCO 設(shè)計(jì)

1.1 總體電路結(jié)構(gòu)

本文提出的寬頻率范圍單子帶VCO 的電路結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示,其中包括一個(gè)5～6 GHz 的單子帶壓控振蕩器,一個(gè)固定頻率為3 GHz 的壓控振蕩器,一個(gè)雙平衡吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器,一個(gè)輸出緩沖器。其中5～6 GHz 的單子帶壓控振蕩器差分輸出信號(hào)QP_1、QN_1 連接混頻器的一對(duì)差分輸入端,固定頻率的3 GHz 壓控振蕩器的差分輸出信號(hào)QP_2、QN_2 連接混頻器的另一對(duì)差分輸入端?；祛l器的差分輸出信號(hào)QP、QN 連接輸出緩沖器的差分輸入端,最終的輸出信號(hào)OUTP、OUTN 通過(guò)輸出緩沖器的差分輸出端輸出。通過(guò)將5～6 GHz 的單子帶壓控振蕩器與固定頻率的3 GHz 壓控振蕩器進(jìn)行混頻,可輸出2～3 GHz 的振蕩信號(hào),可以看出,輸出信號(hào)的相對(duì)帶寬從18.2%(5～6 GHz)提高為40%(2～3 GHz),相對(duì)帶寬極大提升。其中,相對(duì)帶寬的計(jì)算公式為:

圖1 總體電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Overall circuit structure

式中:B為相對(duì)帶寬;fmax、fmin分別為最大頻率和最小頻率。

1.2 5～6 GHz 壓控振蕩器設(shè)計(jì)

圖2 為本文設(shè)計(jì)的5～6 GHz 單子帶壓控振蕩器電路結(jié)構(gòu)。VCO 的品質(zhì)因數(shù)主要由諧振腔中的電感決定,而由于工藝限制,諧振腔中的電感產(chǎn)生的品質(zhì)因數(shù)通常很低,需要更高的負(fù)阻來(lái)抵消諧振回路中的寄生阻抗。換句話說(shuō),需要更優(yōu)的起振條件,因此核心電路采用互補(bǔ)交叉耦合結(jié)構(gòu),相比于NMOS 交叉耦合結(jié)構(gòu)[4,8],互補(bǔ)交叉耦合結(jié)構(gòu)更容易滿足起振條件,能夠有效降低相位噪聲,同時(shí)實(shí)現(xiàn)輸出波形上升時(shí)間與下降時(shí)間的對(duì)稱性[10-12]。電感L1、固定電容C1～C5、可變電容Cv1～Cv4共同構(gòu)成振蕩器的諧振網(wǎng)絡(luò),決定振蕩器的工作頻率范圍。固定電容C1～C4、可變電容Cv1～Cv4與偏置電阻R1～R4共同構(gòu)成可變電容的并聯(lián)形式,可以提高調(diào)諧曲線的線性度,拓寬壓控振蕩器的輸出頻率調(diào)諧范圍[13-15],在變?nèi)荻O管兩端加入固定電容C1～C4既用作隔直,也可將可變電容的調(diào)諧范圍控制在最優(yōu)范圍之間。Vb1、Vb2為偏置電壓,Vtune為調(diào)諧電壓,兩者一起控制可變電容的端口電壓,調(diào)節(jié)輸出頻率范圍。晶體管M6 作為尾電流管,為整個(gè)電路提供核心電流。M5、M6 構(gòu)成電流鏡,等比例放大基準(zhǔn)電流。R5與MOS 管M7 構(gòu)成一個(gè)低通濾波器,抑制電流源上的交流抖動(dòng)。隔直電容C6、反饋電阻R6和晶體管M8、M9 構(gòu)成一級(jí)輸出緩沖器,與隔直電容C7、反饋電阻R7、晶體管M10、M11 共同構(gòu)成一路差分輸出緩沖器電路,通過(guò)反饋電阻R6、R7,能夠?qū)崿F(xiàn)輸出信號(hào)軌對(duì)軌傳輸。輸出緩沖器能夠有效抑制后級(jí)電路的頻率偏移所引起的對(duì)振蕩器核心電路相位噪聲的影響,驅(qū)動(dòng)振蕩器的差分輸出信號(hào)為混頻器的理想輸入信號(hào)[3]。

圖2 5～6 GHz 壓控振蕩器電路結(jié)構(gòu)Fig.2 5～6 GHz voltage-controlled oscillator circuit structure

相位噪聲是衡量壓控振蕩器性能的一項(xiàng)重要指標(biāo),根據(jù)相位噪聲模型可知,在偏離載波頻率較遠(yuǎn)處,相位噪聲可表示為:

式中:Δω為頻率偏移量;Q為諧振回路帶載時(shí)的品質(zhì)因數(shù);K為玻爾茲曼常數(shù);T為熱力學(xué)溫度;Psig為信號(hào)能量;ω0為振蕩頻率。根據(jù)式(2),可通過(guò)提高振蕩信號(hào)的幅度來(lái)增加信號(hào)能量Psig,從而降低相位噪聲。

另外可通過(guò)提高諧振回路的品質(zhì)因數(shù)Qtot來(lái)降低相位噪聲,其表達(dá)式為:

式中:Qtot為整體諧振回路的品質(zhì)因數(shù)表達(dá)式;QL為諧振腔中電感支路的品質(zhì)因數(shù);C為諧振腔中固定電容的容值;Cvar為諧振腔中變?nèi)荻O管的容值;QC,var為變?nèi)荻O管支路的品質(zhì)因數(shù)。片上可變電容的品質(zhì)因數(shù)要比片上電感的品質(zhì)因數(shù)大很多[11],因此諧振回路中的品質(zhì)因數(shù)主要由片上電感決定,在設(shè)計(jì)時(shí)盡量使用高Q值的電感,或?qū)χC振腔電感進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

1.3 3 GHz 定頻率壓控振蕩器設(shè)計(jì)

固定頻率的3 GHz 壓控振蕩器電路結(jié)構(gòu)如圖3,其同樣采用互補(bǔ)交叉耦合結(jié)構(gòu),可有效降低相位噪聲,晶體管M12、M13、M14 和M15 構(gòu)成負(fù)阻,用于抵消諧振網(wǎng)絡(luò)的阻抗損耗,達(dá)到起振條件。電感L2與電容C8構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò),振蕩在3 GHz 定頻處。R7與晶體管M18 構(gòu)成的低通濾波器抑制電流源上的交流抖動(dòng)。

圖3 定頻率3 GHz 壓控振蕩器電路結(jié)構(gòu)Fig.3 Fixed frequency 3 GHz voltage-controlled oscillator circuit structur

1.4 混頻器設(shè)計(jì)

有源混頻器可以看作電壓/電流轉(zhuǎn)換器、電流開(kāi)關(guān)器和電流/電壓轉(zhuǎn)換器的組合[16]?；祛l器電路結(jié)構(gòu)如圖4。由于壓控振蕩器輸出差分信號(hào),因此混頻器需采用雙平衡吉爾伯特結(jié)構(gòu),相比于單平衡結(jié)構(gòu),雙平衡結(jié)構(gòu)對(duì)LO 信號(hào)的噪聲抑制更好。M20 與M21 分別作為跨導(dǎo)放大電路,對(duì)輸入的差分信號(hào)QP_2、QN_2進(jìn)行放大,同時(shí)可看作電壓/電流轉(zhuǎn)換器,將輸入的射頻電壓轉(zhuǎn)換為射頻電流。差分開(kāi)關(guān)對(duì)管M22 與M23,M24 與M25 輪流導(dǎo)通,將電流傳輸至兩邊支路上,電流通過(guò)負(fù)載電阻R10、R11產(chǎn)生輸出電壓,把中頻電流轉(zhuǎn)換為中頻電壓信號(hào),最終實(shí)現(xiàn)混頻功能。偏置電阻R8、電容C9構(gòu)成偏置電路,對(duì)固定頻壓控振蕩器的輸出信號(hào)QP_2 進(jìn)行有效衰減,來(lái)滿足混頻器的輸入三階交調(diào)點(diǎn)IIP3,從而有效抑制三階交調(diào)信號(hào)對(duì)輸入信號(hào)的干擾。晶體管M19 作為尾電流管,提供整個(gè)電路的核心電流。

圖4 混頻器電路結(jié)構(gòu)Fig.4 Mixer circuit structure

1.5 輸出緩沖器設(shè)計(jì)

輸出緩沖器的電路結(jié)構(gòu)如圖5 所示,采用差分共源極放大結(jié)構(gòu),能夠驅(qū)動(dòng)下級(jí)電路同時(shí)實(shí)現(xiàn)較好隔離作用。通過(guò)設(shè)計(jì)合理的帶寬,可有效抑制頻帶外的諧波分量。M26、M27 為放大管,對(duì)混頻器輸出的中頻信號(hào)進(jìn)行放大,R12、R13為負(fù)載電阻,M28 作為尾電流管,提供整個(gè)電路的核心電流。

圖5 輸出緩沖器電路結(jié)構(gòu)Fig.5 Output buffer circuit structure

2 結(jié)果與討論

2.1 流片結(jié)果

本次設(shè)計(jì)采用TSMC 180 nm 工藝進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)與流片測(cè)試驗(yàn)證。芯片版圖如圖6 所示。考慮到合理布局版圖使其面積最小化,兩個(gè)VCO 呈對(duì)稱分布,中間為混頻器及輸出緩沖器。芯片照片如圖7 所示,尺寸為1.2 mm×0.7 mm (含焊盤(pán))。

圖6 芯片版圖Fig.6 Layout of the chip

圖7 芯片照片F(xiàn)ig.7 Photograph of the chip

2.2 測(cè)試與結(jié)果分析

利用FSWP 頻譜分析儀進(jìn)行測(cè)試,該頻譜儀的測(cè)試范圍為1 MHz～26.5 GHz。測(cè)試表明,調(diào)諧電壓在0.6～2.8 V 變化范圍內(nèi),得到壓控振蕩器的輸出頻率范圍如圖8 所示,壓控振蕩器的輸出頻率為1.85～3 GHz,滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)的2～3 GHz;靈敏度(KVCO) 如圖9 所示,最高靈敏度為1000 MHz/V;輸出功率如圖10 所示,可以看出,輸出功率整體較低,為-10～-4 dBm。這是由于混頻器及后級(jí)輸出緩沖器等模塊電路的設(shè)計(jì)對(duì)芯片整體性能的影響,另外,測(cè)試中信號(hào)線存在差損也會(huì)降低輸出功率。2 GHz 處壓控振蕩器的相位噪聲性能如圖11 所示,分別為-73 dBc/Hz@ 10 kHz,-99 dBc/Hz@ 100 kHz 和-123.2 dBc/Hz@ 1 MHz。對(duì)比仿真結(jié)果,仿真時(shí)2 GHz 處相位噪聲為-128 dBc/Hz@1 MHz,實(shí)際芯片測(cè)試惡化4 dB,這是由于流片后電路實(shí)際的品質(zhì)因數(shù)降低,造成相位噪聲的性能下降。

圖8 壓控振蕩器的輸出頻率范圍Fig.8 Output frequency range of VCO

圖9 壓控振蕩器的調(diào)諧靈敏度Fig.9 Tuning sensitivity of VCO

圖10 壓控振蕩器的輸出功率Fig.10 Output power of VCO

圖11 2 GHz 處壓控振蕩器的相位噪聲Fig.11 Phase noise of VCO at 2 GHz

1.8 V 電源電壓條件下,本設(shè)計(jì)壓控振蕩器的幾項(xiàng)關(guān)鍵指標(biāo)與其他已報(bào)道文獻(xiàn)對(duì)比結(jié)果如表1 所示?？梢钥闯?本文設(shè)計(jì)的單子帶壓控振蕩器相對(duì)帶寬為40%,相較于其他文獻(xiàn)具有更寬的相對(duì)帶寬。在同種工藝條件下,2 GHz 處的芯片實(shí)測(cè)相位噪聲為-123.2 dBc/Hz@1 MHz,與其他文獻(xiàn)芯片實(shí)測(cè)結(jié)果相比具有更低的相位噪聲性能。

表1 本設(shè)計(jì)與其他文獻(xiàn)設(shè)計(jì)方法測(cè)試對(duì)比結(jié)果Tab.1 Test comparison results between this design and other design methods

3 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種寬頻率范圍的單子帶壓控振蕩器芯片,采用TSMC 180 nm 工藝,通過(guò)雙平衡吉爾伯特混頻器的差分輸入與差分輸出特性,實(shí)現(xiàn)單子帶5～6 GHz 壓控振蕩器與定頻率3 GHz 壓控振蕩器的下混頻,最終輸出2～3 GHz 單子帶頻率范圍。測(cè)試結(jié)果表明,在相同工藝下,與其他已報(bào)道相關(guān)文獻(xiàn)相比,本設(shè)計(jì)的壓控振蕩器在保證寬頻率范圍的基礎(chǔ)上,達(dá)到了較優(yōu)的相位噪聲性能:相對(duì)帶寬從18.18%展寬至40%,2 GHz 頻點(diǎn)處相位噪聲為-123.2 dBc/Hz@1 MHz。

此外,通過(guò)雙平衡吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器,可固定一端差分輸入為5～6 GHz 單子帶壓控振蕩器的差分輸出,而另一差分輸入端可連接任意固定頻率壓控振蕩器,在工藝允許的頻率范圍內(nèi)通過(guò)混頻可實(shí)現(xiàn)任意需求的寬頻率范圍單子帶壓控振蕩器。