宋聲遠，唐圣學，姚 芳

（1.省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室（河北工業(yè)大學電氣工程學院），天津 300130；2.河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室（河北工業(yè)大學電氣工程學院），天津 300130）

非隔離型并網(wǎng)系統(tǒng)具有效率高、體積小和成本低等優(yōu)點，在光伏發(fā)電領(lǐng)域得到了廣泛的應用[1-4]。光伏電池板分布式寄生電容上的漏電流因非隔離結(jié)構(gòu)會直接耦合進入電網(wǎng)，影響電網(wǎng)的質(zhì)量和穩(wěn)定運行等[5-8]。因此，為了保證電網(wǎng)穩(wěn)定，各國對漏電流做出了規(guī)定，如德國標準VDE-0126-1-1 規(guī)定，漏電流峰值小于300 mA，有效值小于30 mA[9]。

提升非隔離型三相光伏并網(wǎng)逆變器抑制漏電流的方法可分為4 種：采用新的逆變器拓撲結(jié)構(gòu)、設(shè)計新的調(diào)制策略、采用三相四線制逆變器拓撲和構(gòu)造共模濾波回路[10]。采用新的逆變器拓撲結(jié)構(gòu)雖然能抑制漏電流，但需要增加額外的開關(guān)管和驅(qū)動電路，增加了系統(tǒng)成本和損耗[11-14]；設(shè)計新的調(diào)制策略通過選擇新的開關(guān)組態(tài)等維持系統(tǒng)共模電壓的恒定，以實現(xiàn)漏電流抑制[15-16]，但逆變器拓撲往往不能提供足夠的開關(guān)組態(tài)，因此該方法局限性大；采用分壓電容的三電平三相四線制逆變器雖具有抑制漏電流能力，但電網(wǎng)三相負載不平衡時分壓電容的均壓問題難以解決，文獻[17]雖然通過改進主電路拓撲改善了均壓問題，但系統(tǒng)成本和損耗增加；構(gòu)造共模濾波回路的方法不需要對逆變器主電路進行改進，且不需要改變調(diào)制策略，適用性強。

針對采用LCL 型濾波器的三相三電平逆變器，文獻[18]將網(wǎng)側(cè)濾波電容公共點與直流側(cè)分壓電容中性點相連，以改變系統(tǒng)共模濾波回路，濾除共模電壓的高頻分量。但需要重新設(shè)計主電路LCL 濾波器的參數(shù)，且改變參數(shù)會影響系統(tǒng)的共模特性，增加了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計的復雜度；文獻[19]針對網(wǎng)側(cè)L 型濾波器的三相兩電平逆變器，將濾波電感右側(cè)接旁路電容，并將其公共點與逆變器直流母線正極或負極相連，該方法可同時在共模回路和差?；芈分袑崿F(xiàn)LC 濾波器。但是，濾波器參數(shù)同樣需要重新設(shè)計，且參數(shù)會影響共模特性。

本文提出一種基于中性點電容的三相三電平逆變器漏電流抑制方法，該方法通過將交流側(cè)中性點與直流側(cè)分壓電容中性點用電容相連，構(gòu)造出共模LC 濾波電路，具有不影響系統(tǒng)的差模電路、也不會增加系統(tǒng)輸出濾波器參數(shù)設(shè)計復雜度的優(yōu)點。本文以三相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的T 型三電平逆變器為對象開展漏電流抑制研究。為了簡化，輸出側(cè)采用L型濾波器。

1 三相三電平逆變器漏電流產(chǎn)生機理

本文改進后的非隔離型三相三電平逆變器并網(wǎng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示，圖中Cf為共?；芈窞V波電容，Rd為抑制共?；芈分C振的阻尼電阻，CPV為光伏陣列正負極與地之間的寄生電容，L 為逆變器輸出側(cè)濾波電感，Rg為電網(wǎng)接地電阻，ia、ib、ic為逆變器并網(wǎng)電流，ea、eb、ec為電網(wǎng)相電壓，ilg為漏電流，ilg1、ilg2為寄生電容電流，o 為直流側(cè)中性點，n 為交流側(cè)中性點。圖中拓撲結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)區(qū)別在于，采用了濾波電容Cf和阻尼電阻Rd將直流側(cè)中性點與交流側(cè)中性點相連，不相連（即圖中開關(guān)S 斷開）為傳統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)。

圖1 非隔離型三相三電平逆變器Fig.1 Transformerless three-phase three-level inverter

對于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)（開關(guān)S 斷開），根據(jù)圖1 的電路結(jié)構(gòu)，以a 相為例，電壓回路方程可表示為

由式（1）可得

同理可得

定義共模電壓為

聯(lián)立式（2）～式（4）可得

其中，

由此可得

根據(jù)式（7）可得如圖2 所示的共模等效電路模型。

圖2 共模等效電路模型Fig.2 Common-mode equivalent circuit model

上述推導過程中，認為直流側(cè)中性點o 的電位為0。實際上，因為分壓電容或負載參數(shù)不對稱會導致中性點電壓不為0，即分壓電容電壓不對稱，進而會在共?；芈分挟a(chǎn)生一個激勵源，該激勵源產(chǎn)生的影響可以通過中性點平衡控制策略來抑制[18]。為簡化分析，本文忽略該電源的影響。根據(jù)圖2 的共模電路模型可知，共?；芈分械募钤磧H有共模電壓ucm。由式（4）可知，共模電壓ucm由uao、ubo、uco產(chǎn)生。以a 相為例，根據(jù)三電平逆變器的工作模式可知，電壓uao中存在3 個電平：Udc/2、0、-Udc/2，電壓波形受開關(guān)頻率控制，所以共模電壓波形含有開關(guān)頻率及其附近的高頻分量。雖然共模回路電感L/3 有一定的濾波作用，但其濾波效果很弱，因此ucm仍存在很多高頻分量。由于寄生電容的高頻特性，高頻分量可在寄生電容上產(chǎn)生很大的共模漏電流。

2 中性點電容抑制方案

2.1 漏電流抑制機理

根據(jù)上述共模漏電流的產(chǎn)生機理可知，漏電流主要由電壓uno的高頻分量產(chǎn)生。圖1 中，閉合開關(guān)S 后，則電壓回路方程可表示為

根據(jù)式（8）可得到如圖3（a）所示的共模等效電路模型。以a 相為例分析差模電路模型，定義a 相橋臂輸出的差模電壓為

對于差模電源，n、o 兩點等電位，則a 相差模等效電路模型如圖3（b）所示。

由圖3 可知，在共模電路模型中，L/3 和Cf構(gòu)成了LC 濾波電路，可濾除共模電壓的高頻分量，且不會對差模電路產(chǎn)生影響。

圖3 共模等效電路模型和a 相差模等效電路模型Fig.3 Common-mode equivalent circuit model and differential-mode equivalent circuit model in phase a

2.2 共?；芈窞V波器參數(shù)設(shè)計

根據(jù)圖3（a）共模回路的電壓方程可求得n、o兩點間的電壓為

由于寄生電容CPV相對于Cf小得多，忽略CPV可得傳遞函數(shù)為

傳遞函數(shù)G（s）相當于低通濾波器，只要合理設(shè)計濾波器參數(shù)，即可濾除共模電壓的高頻分量?；喪剑?1）可得

式中：ωr為諧振頻率；ξ 為阻尼系數(shù)。二者分別為

3 仿真和實驗分析

3.1 參數(shù)設(shè)計與仿真分析

為了驗證本文所提方法的有效性，對共模濾波電路參數(shù)進行設(shè)計，并采用PSIM 軟件建立非隔離型三相三電平逆變器仿真模型。仿真模型參數(shù)設(shè)置及濾波電路設(shè)計參數(shù)如表1 所示。根據(jù)變換器參數(shù)、開關(guān)頻率fs和輸出濾波電感L，獲取濾波電容Cf、阻尼系數(shù)ξ 和阻尼電阻Rd的參數(shù)設(shè)計過程。

表1 仿真參數(shù)設(shè)置Tab.1 Setting of simulation parameters

首先，根據(jù)系統(tǒng)開關(guān)頻率確定共模濾波電路截止頻率。由式（13）可知，ξ 一定時，傳遞函數(shù)特性由截止頻率確定，傳遞函數(shù)G（s）的伯德圖如圖4 所示。圖4（a）為ξ 一定時G（s）隨截止頻率ωc變化的伯德圖，圖中ωs表示開關(guān)角頻率。由圖4（a）可知，隨著ωc減小，高頻的抑制效果也越好。根據(jù)濾波理論可知，當ωc＜ωs時可有效抑制共模高頻分量。為了取得較好的濾波效果，本文取ωc=ωs/4。

然后，確定阻尼系數(shù)ξ。為了減低諧振峰值電流和保證系統(tǒng)穩(wěn)定，需要合理選擇阻尼系數(shù)。圖4（b）為ωc=ωs/4 時G（s）隨ξ 變化的伯德圖。由圖4（b）可知，不斷增大ξ，共?；芈分C振峰值不斷減小，并網(wǎng)電流THD 的諧振電流分量也逐漸減小。對于一個典型的二階系統(tǒng)，ξ＞0.707 時不存在諧振峰[20]，但ξ的增大減低了對高頻分量的抑制效果。因此，為了獲取良好的高頻抑制效果和較小的并網(wǎng)電流THD諧振電流分量，本文取諧振峰值增益為10 dB 時的ξ。利用圖解法調(diào)節(jié)G（s）的一次項系數(shù)，使增益為10 dB，進而求得ξ 為0.170。

圖4 傳遞函數(shù)G（s）的伯德圖Fig.4 Bode diagram of transfer function G（s）

最后，確定濾波電路參數(shù)。將ωc、ξ 和L 代入式（13），求得Cf和Rd。

根據(jù)上述非隔離型三相三電平逆變器模型參數(shù)和設(shè)計參數(shù)，采用PSIM 建模進行仿真分析。仿真結(jié)果如圖5～圖7 所示。

圖5 為基于本文的中性點電容拓撲（圖1 中開關(guān)S 閉合）和傳統(tǒng)拓撲（圖1 中開關(guān)S 斷開）的電壓uno的波形及漏電流的仿真波形。由圖5（a）可知，傳統(tǒng)拓撲中uno含有開關(guān)頻率附近的高頻分量，本文拓撲中uno的高頻分量得到了有效抑制。由圖5（b）可知，傳統(tǒng)拓撲中漏電流峰值高達1.7 A，有效值高達485.4 mA，漏電流顯然不滿足VDE-0126-1-1（有效值小于30 mA、峰值小于300 mA）的規(guī)定。本文拓撲中，漏電流的峰值減小為97.2 mA，有效值減小為25.1 mA，滿足VDE-0126-1-1 的規(guī)定。仿真結(jié)果表明，本文結(jié)構(gòu)可有效濾除高頻分量，所提方法有效。

圖5 傳統(tǒng)拓撲和本文拓撲的電壓uno 及漏電流的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of voltage uno and leakage current in the traditional and proposed topologies

圖6 為本文拓撲和傳統(tǒng)拓撲的電壓uno的FFT分析結(jié)果。由圖6（a）可知，傳統(tǒng)拓撲中電壓uno在開關(guān)頻率及其2 倍、3 倍、4 倍處的諧波幅值分別為27、8、10、7 V，這些由開關(guān)頻率產(chǎn)生的高頻分量造成圖5（b）中傳統(tǒng)拓撲的漏電流過大。由圖6（b）可知，本文拓撲中電壓uno由開關(guān)頻率產(chǎn)生的高頻分量非常低，主要含基頻倍數(shù)的3 次、9 次、15 次、21次等低頻諧波分量，其諧波幅值分別為20.0、2.8、1.6、1.8 V。由于寄生電容具有高頻特性且容值很小，圖5（b）中本文拓撲的漏電流主要由低頻諧波產(chǎn)生，因此漏電流很小。結(jié)果與理論分析一致，說明本文拓撲中電壓uno的高頻分量得到了有效抑制。

圖6 傳統(tǒng)拓撲與本文拓撲中電壓uno 的FFT 分析結(jié)果Fig.6 FFT analysis results of voltage uno in the traditional and proposed topologies

圖7 為本文拓撲和傳統(tǒng)拓撲的并網(wǎng)電流波形。由圖7 可知，傳統(tǒng)拓撲中，三相并網(wǎng)電流的THD 分別為1.63%、1.58%、1.64%。本文拓撲中，三相并網(wǎng)電流的THD 分別為1.88%、1.86%、1.82%。由于共?；芈分械腖C 濾波器會產(chǎn)生諧振，諧振峰值過大會使并網(wǎng)電流THD 增大。但阻尼電阻的設(shè)計大幅降低了共?；芈返闹C振峰值，所以三相并網(wǎng)電流的THD增幅很小，滿足并網(wǎng)要求。仿真結(jié)果說明，本文提出的基于中性點電容的漏電流抑制方法具有良好的漏電流抑制能力。

圖7 傳統(tǒng)拓撲和本文拓撲中并網(wǎng)電流的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of grid-connected current in the traditional and proposed topologies

3.2 實驗驗證

為進一步驗證本文所提方法的有效性，搭建了實驗樣機。樣機控制芯片采用DSP（TMS320F28335）和FPGA（XC3S400），IGBT 采用PM400HSA120，其他參數(shù)與仿真設(shè)計相同。實驗結(jié)果如圖8 所示。

圖8（a）為傳統(tǒng)拓撲的電壓uno及漏電流的實驗波形，可見，傳統(tǒng)拓撲的電壓uno仍含有高頻諧波分量，系統(tǒng)的漏電流峰值高達1.9 A，有效值高達510 mA。圖8（b）為本文拓撲的電壓uno及漏電流的實驗波形，可見，本文拓撲的電壓uno不含高頻諧波成分，系統(tǒng)的漏電流峰值降為107 mA，有效值降為27 mA，漏電流得到了有效的抑制。由圖8（c）為本文拓撲的a 相并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的實驗波形可知，a 相并網(wǎng)電流的THD 為1.93%，功率因數(shù)為0.99，并網(wǎng)電流THD 滿足并網(wǎng)標準。由圖8（d）為電壓uno和ig漏電流的動態(tài)實驗波形可知，電壓uno的高頻分量和系統(tǒng)的漏電流都得到了大幅衰減。

圖8 實驗波形Fig.8 Experimental waveforms

4 結(jié)論

本文針對非隔離型三相三電平光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流抑制問題，提出了一種基于中性點電容的漏電流抑制方法，并進行了漏電流抑制機理的建模分析和實驗驗證，主要結(jié)論如下：

（1）電路拓撲對漏電流有良好的抑制效果，對差模并網(wǎng)電流影響很小。

（2）系統(tǒng)共模漏電流取決于LC 濾波器的濾波電容和阻尼電阻，給出了回路阻抗設(shè)計方法。

（3）所提方案無需改變并網(wǎng)系統(tǒng)調(diào)制策略和控制方法，原理簡單，易于實現(xiàn)，具有工程應用價值。