王環(huán)，黃欣科，王一波，許洪華，3

（1.中國(guó)科學(xué)院電工研究所，北京 100109；2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京 100049；3.北京科諾偉業(yè)科技股份有限公司，北京 100083）

0 引言

大型光伏電站多建于電網(wǎng)末梢，采用光伏直流匯集送出，可有效解決電網(wǎng)末端接入問(wèn)題。光伏直流匯集接入系統(tǒng)與傳統(tǒng)交流匯集系統(tǒng)相比，變換環(huán)節(jié)少、沒有無(wú)功損耗以及輸電線路成本降低，具有成本低、效率高的特點(diǎn)[1]～[3]。采用直流串聯(lián)匯集系統(tǒng)，光伏直流變換器將光伏陣列就地升壓，再通過(guò)多臺(tái)光伏直流變換器輸出串聯(lián)實(shí)現(xiàn)二次升壓，無(wú)需額外升壓設(shè)備就可并入更高等級(jí)直流電網(wǎng)。串聯(lián)系統(tǒng)與常規(guī)的并聯(lián)系統(tǒng)截然不同，變換器須具備寬輸出電壓調(diào)節(jié)范圍。

在串聯(lián)型光伏直流變換器方面，文獻(xiàn)[4]～[6]研究了適用于1 kV以下低壓串聯(lián)系統(tǒng)和變換器，其中變換器采用非隔離直流升壓拓?fù)洌敵鲭妷盒∮?00 V，且具有MPPT功能。文獻(xiàn)[7]～[9]研究電力電子變壓器等中壓直流變換拓?fù)浞桨?，但變換器升壓比固定，輸入、輸出電壓變化范圍小，無(wú)法滿足串聯(lián)系統(tǒng)中寬電壓范圍運(yùn)行的技術(shù)需求。文獻(xiàn)[10]，[11]提出了隔離型buck-boost電路，拓寬了輸出電壓范圍。電路中，高頻變壓器實(shí)現(xiàn)低壓側(cè)和高壓側(cè)電路的電氣隔離，通過(guò)控制低壓側(cè)和高壓側(cè)的可控開關(guān)管協(xié)同動(dòng)作，實(shí)現(xiàn)電路升壓和降壓模式運(yùn)行，但高壓側(cè)引入可控開關(guān)管，限制了輸出電壓等級(jí)。

本文提出了一種新型隔離式buck-boost直流變換拓?fù)浼罢{(diào)制方法。電路只須控制變壓器低壓側(cè)電路開關(guān)管，就可實(shí)現(xiàn)升壓和降壓運(yùn)行。變壓器高壓側(cè)為二極管硅堆整流電路，輸出電壓可以升至10 kV，提高了直流變換電路的升壓比，使拓?fù)涓m用于高壓場(chǎng)合。同時(shí)由于高壓側(cè)沒有可控器件，因此高壓側(cè)無(wú)需控制單元，大大簡(jiǎn)化了電路控制系統(tǒng)。通過(guò)調(diào)整占空比，可以實(shí)現(xiàn)升壓模式和降壓模式靈活切換，電路具有寬輸出電壓范圍。為進(jìn)一步提升輸出電壓和功率，將隔離式buck-boost直流變換電路作為直流變換模塊，通過(guò)多個(gè)模塊輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)，可實(shí)現(xiàn)變換器中壓輸出。本文設(shè)計(jì)開發(fā)了3 kV/90 kW直流變換模塊和20 kV/500 kW串聯(lián)型光伏直流變換器，測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了所提出的設(shè)計(jì)方案和控制策略的有效性。

1 工作原理

1.1 串聯(lián)系統(tǒng)的運(yùn)行特性

光伏直流串聯(lián)系統(tǒng)如圖1所示，各變換器輸入獨(dú)立，輸出串聯(lián)。每臺(tái)變換器的輸出電流相等，變換器的輸出電壓由變換器輸出功率與系統(tǒng)總輸出功率的比值決定。

圖1 光伏直流串聯(lián)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 PV plant layout with series-connected PV converter

由圖1可知，

式中：Voi，Ioi和Poi分別為第i臺(tái)變換器的輸出電壓、電流和功率；Voa，Poa分別為第a臺(tái)變換器的輸出電壓和功率；Vs，Is分別為系統(tǒng)輸出電壓和電流。

由式（1）可以看出，各變換器輸出功率的差異會(huì)造成變換器輸出電壓不相等。當(dāng)變換器輸出功率變化時(shí)，輸出電壓也隨之變化。例如，在3臺(tái)串聯(lián)系統(tǒng)中，由于電網(wǎng)電壓不變，當(dāng)某一臺(tái)變換器的輸出功率遠(yuǎn)低于其他兩臺(tái)時(shí)，變換器的輸出電壓接近0，而其他兩臺(tái)變換器的工作電壓將達(dá)到額定輸出電壓的1.5倍，因此，需要變換器具有寬電壓增益調(diào)節(jié)能力。

1.2 光伏直流變換器拓?fù)?/h3>

為實(shí)現(xiàn)低壓光伏輸入、中壓直流并網(wǎng)，光伏直流變換器采用多模塊輸入并聯(lián)、輸出串聯(lián)（Input Parallel Output Series，IPOS）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 串聯(lián)型光伏直流變換器拓?fù)銯ig.2 Topology of series-connected PV converter

其中，直流變換模塊采用隔離型拓?fù)?，?shí)現(xiàn)低壓輸入與中壓輸出的電氣隔離。直流變換模塊是拓?fù)浜诵牟考?。為?shí)現(xiàn)變換器升壓比寬范圍調(diào)節(jié)，直流變換模塊須要具有寬電壓增益的調(diào)節(jié)能力。同時(shí),為減小變換模塊數(shù)量以降低變換器體積和成本，每個(gè)模塊須要有較高的直流輸出。

1.3 新型buck-boost直流變換拓?fù)?/h3>

本文提出的隔離型buck-boost壓直流變換拓?fù)淙鐖D3所示。圖中：Llk為變壓器的漏感；N為變壓器變比。

圖3 新型buck-boost壓直流變換拓?fù)銯ig.3 The proposed novel buck-boost topology

由圖3可知，通過(guò)調(diào)節(jié)開關(guān)管占空比進(jìn)行拓?fù)渲貥?gòu)，使拓?fù)渚哂猩龎汉徒祲簝煞N工作模式，從而實(shí)現(xiàn)寬電壓增益范圍，滿足串聯(lián)型變換器運(yùn)行特性。與其他buck-boost電路不同，拓?fù)涓邏簜?cè)電路為二極管整流電路，可采用硅堆等方式實(shí)現(xiàn)拓?fù)涞母邏狠敵?，?shí)現(xiàn)直流變換電路高升壓比，高壓輸出。

當(dāng)鉗位電容VC2的電壓低于輸入電壓Vin時(shí)，D0導(dǎo)通并且Lin被旁路。該電路在降壓模式下工作。當(dāng)鉗位電容VC2的電壓高于輸入電壓Vin時(shí)，D0截止，Lin工作。該電路在升壓模式下工作，Q0和C2構(gòu)成有源鉗位電路，吸收變壓器原邊開關(guān)管電壓尖峰。通過(guò)開關(guān)管Q0～Q4的占空比調(diào)節(jié)可以控制鉗位電容電壓VC2，實(shí)現(xiàn)升、降壓模式切換。升壓、降壓模式如圖4所示。

圖4 流變換拓?fù)湓谏龎汉徒祲耗Ｊ较碌牡刃щ娐稦ig.4 Equivalent circuit of the topology in boost and buck modes

直流變換拓?fù)渫ㄟ^(guò)調(diào)節(jié)占空比自動(dòng)實(shí)現(xiàn)升、降壓模式切換。該拓?fù)湓跐M足光伏寬輸入電壓范圍的基礎(chǔ)，擴(kuò)大了輸出電壓范圍。該直流變換拓?fù)渑c升壓直流變換電路相比，可以實(shí)現(xiàn)零電壓?jiǎn)?dòng)，無(wú)需預(yù)充電。與降壓電路比，其輸入電壓利用率高，具有更高的升壓比。

1.4 直流變換拓?fù)湔{(diào)制方法

針對(duì)直流變換拓?fù)渖龎汉徒祲旱墓ぷ髂Ｊ剑疚奶岢隽艘环N調(diào)制方法可實(shí)現(xiàn)兩種模式的自動(dòng)切換。拓?fù)涞脑呴_關(guān)管Q2和Q4的占空比始終為0.5，相位相差180°。開關(guān)管Q1和Q3占空比相等，設(shè)為D。其相位相差180°。鉗位開關(guān)管Q0的導(dǎo)通時(shí)序由開關(guān)管Q1和Q3導(dǎo)通時(shí)序決定。通過(guò)調(diào)整占空比D就可以實(shí)現(xiàn)變換器升壓和降壓模式的調(diào)節(jié)。降壓模式下Q0始終導(dǎo)通，占空比D＜0.5。升壓模式下占空比D＞0.5。

波形如圖5所示。

圖5 拓?fù)湔{(diào)制波形圖Fig.5 Switching sequence diagram

降壓模式下，TS為開關(guān)管Q0～Q4的開關(guān)周期。每個(gè)開關(guān)周期包含6個(gè)工作模態(tài)。

開關(guān)模態(tài)1[t0-t1]：在t0時(shí)刻，Q0和Q4處于導(dǎo)通狀態(tài)。原邊漏感電壓為VC2-V0/N，漏感電流ILIK正向增加。變壓器高壓側(cè)承受正向電壓，二極管D1和D4導(dǎo)通。

開關(guān)模態(tài)2[t1-t2]：在時(shí)刻t1，Q1關(guān)斷。漏感電流ILIK通過(guò)Q2和Q4的續(xù)流二極管續(xù)流，漏感電壓為-V0/N，漏感電流正向減小到0。變壓器高壓側(cè)承受正向電壓，二極管D1和D4導(dǎo)通。

開關(guān)模態(tài)3[t2-t3]：在時(shí)刻t2，Q4關(guān)斷，Q2導(dǎo)通。漏感電流ILIK通過(guò)Q2和Q4的續(xù)流二極管續(xù)流，漏感電壓為0，漏感電流為0。變壓器高壓側(cè)電壓為0。

開關(guān)模態(tài)4[t3-t4]、開關(guān)模態(tài)5[t4-t6]、開關(guān)模態(tài)6[t5-t6]導(dǎo)通過(guò)程與開關(guān)模態(tài)1～3類似，不再贅述。

升壓模式下，漏感ILIK工作在電流斷續(xù)模式。每個(gè)開關(guān)周期包含6個(gè)工作模態(tài)。

開關(guān)模態(tài)1[t0-t1]：開關(guān)管Q0、Q2和Q3導(dǎo)通。輸入電壓Vin低于鉗位電容電壓VC2。輸入二極管D0截止。輸入電感Lin上的電壓為Vin-VC2為負(fù)，電感電流ILin減小。鉗位管Q0導(dǎo)通，鉗位Q1和Q4電壓。漏感電壓為(VC2-V0/N），漏感電流ILIK反向增加。變壓器高壓側(cè)承受反壓，二極管D2和D3導(dǎo)通。

開關(guān)模態(tài)2[t1-t2]：t1時(shí)刻，開關(guān)管Q1開通，Q0關(guān)斷。輸入電感Lin的電壓為Vin，電感電流ILin流過(guò)Q1和Q2，電流正向增大。漏感壓降為V0/N，漏感電流ILIK負(fù)向減小。變壓器高壓側(cè)承受反壓。

開關(guān)模態(tài)3[t2-t3]：輸入電感Lin的電壓為Vin，電感電流ILin流過(guò)Q1和Q2，繼續(xù)增大。漏感壓降為0，漏感電流ILIK為0。變壓器高壓側(cè)電壓為0。

開關(guān)模態(tài)4[t3-t4]：在t3時(shí)刻，Q2關(guān)斷，Q4開通。輸入電感Lin的電壓為Vin，電感電流Iin流過(guò)Q3和Q4，繼續(xù)增大。原邊漏感電壓為0，漏感電流ILIK為0。變壓器高壓側(cè)電壓為0。

開關(guān)模態(tài)5[t4-t5]、開關(guān)模態(tài)6[t5-t6]、開關(guān)模態(tài)7[t6-t7]和開關(guān)模態(tài)8[t7-t8]的導(dǎo)通過(guò)程與開關(guān)模態(tài)1～4類似，不再贅述。

2 運(yùn)行特性分析

2.1 降壓模式

當(dāng)占空比D＜0.5時(shí)，電路進(jìn)入降壓模式。在降壓模式中，漏感Lik伏秒平衡方程為

式中：fs為開關(guān)頻率；R為負(fù)載；KLlk為電壓增益重要參數(shù)，它與開關(guān)頻率、變壓器匝數(shù)比、漏感以及負(fù)載相關(guān)，與占空比和變壓器匝數(shù)比共同決定升壓比。升壓模式和降壓模式的電壓增益都與KLlk有關(guān)。

2.2 升壓模式

當(dāng)占空比D＞0.5時(shí)，電路為升壓模式。根據(jù)輸入電感伏秒平衡可得，輸入電壓與鉗位電容電壓之間的關(guān)系為

2.3 電壓增益分析

圖6為變壓器變比為1∶5的電壓增益與占空比關(guān)系曲線。

圖6 直流變換拓?fù)潆妷涸鲆媲€（N=5）Fig.6 Voltage gain of reconfigurable topology（N=5）

當(dāng)D在0～1調(diào)節(jié)時(shí)，直流變換拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)從0到最大電壓增益的平滑連續(xù)變化，從而實(shí)現(xiàn)輸出電壓升壓和降壓兩種運(yùn)行模式。直流變換拓?fù)涞碾妷涸鲆娓鶧，KLlk有關(guān)。隨著KLlk增大，電壓增益曲線趨于平緩。因此減小變換電路KLlk，即減小變壓器漏感或增大負(fù)載阻值有助于提高電壓增益。在實(shí)際工程中，適度增大KLlk有助于實(shí)現(xiàn)開關(guān)管軟開關(guān)。在電路參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，結(jié)合電壓增益和軟開關(guān)需求，選擇合適的KLlk。

4 控制策略

變換器具有最大功率跟蹤、恒電壓和恒電流3種運(yùn)行模式。變換器啟動(dòng)時(shí)，運(yùn)行在恒壓模式下，以防止單臺(tái)變換器過(guò)壓。啟動(dòng)過(guò)程完成后，變換器進(jìn)入最大功率跟蹤模式。由于變換器具有寬電壓增益調(diào)節(jié)范圍，可以滿足大部分工況下輸入、輸出電壓匹配，因此變換器主要在最大功率跟蹤模式下并網(wǎng)輸出。當(dāng)變換器間功率失配嚴(yán)重時(shí)，根據(jù)式（1）可得輸出功率大的變換器輸出電壓高，當(dāng)達(dá)到輸出電壓上限，變換器運(yùn)行在恒壓模式下。當(dāng)直流電網(wǎng)故障等造成電網(wǎng)電壓低于額定電壓時(shí)，變換器運(yùn)行在恒流模式下，以防止輸出過(guò)流。圖7中為3個(gè)直流變換器組成的串聯(lián)系統(tǒng)。當(dāng)各光伏陣列輸出功率相等時(shí)，各變換器輸出電流為Io1，輸出電壓和功率相同，變換器工作點(diǎn)A1，B1，C1，變換器模塊均工作在升壓模式下。當(dāng)3組光伏陣列輻照度不同時(shí)，每個(gè)變換器將工作在不同的輸出曲線，各變換器輸出電壓不相同。當(dāng)一組輻照度降到很低（工作點(diǎn)為A2）時(shí)，輸出功率高的變換器因輸出電壓過(guò)高而進(jìn)入恒壓模式（工作點(diǎn)移動(dòng)到C2點(diǎn)）。A2點(diǎn)變換器電壓增益低，變換器模塊工作在降壓模式下。

圖7 串聯(lián)型光伏直流變換器的輸出外特性Fig.7 The output characteristic of series-connected PV converter

圖8為串聯(lián)型光伏直流升壓變換器控制策略框圖。

圖8 串聯(lián)型光伏直流升壓變換器控制策略Fig.8 The control strategy of series-connected PV converter

由圖8可知，控制系統(tǒng)分3個(gè)閉環(huán)，分別是輸入電壓環(huán)路、輸出電流環(huán)路和輸出電壓環(huán)路。νin，iin，νout分別為輸入電壓、輸入電流和輸出電壓的采樣值；Vinref1為根據(jù)MPPT計(jì)算得出的輸入電壓參考；Vinref為恒壓模式下的輸出電壓環(huán)路參考；Vinref2為電壓補(bǔ)償器的結(jié)果，電壓環(huán)路模式控制器確定Vinref，Vinref1，Vinref2；Voutref為輸出電流環(huán)路參考。在MPPT模式下，輸入電壓環(huán)路和輸出電流環(huán)路起作用；在輸出電壓模式下，輸出電壓環(huán)路另外有效；在恒定電流模式下，電流基準(zhǔn)設(shè)置為輸出電流的最大值。變換器通過(guò)控制實(shí)現(xiàn)分散自治運(yùn)行。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

依據(jù)本文提出的直流變換拓?fù)?，研制? kV/90 kW光伏直流變換模塊，如圖9所示。主要參數(shù)如表1所示。

圖9 3 kV/90 kW直流變換模塊Fig.9 3 kV/90 kW DC-DC module with topology

表1 直流變換模塊主要參數(shù)Table 1 Parameters of the DC module

設(shè)計(jì)輸入電感時(shí)重點(diǎn)考慮開關(guān)管承受的電流應(yīng)力，因此本文按照電感電流紋波在30%以內(nèi)設(shè)計(jì)輸入電感。變壓器變比為圖3中V0與鉗位電容電壓Vc2的比值。Vc2的大小取決于開關(guān)管Q1～Q4所能承受的電壓應(yīng)力，本文Vc2取值900 V。為了驗(yàn)證拓?fù)浜涂刂扑惴ǖ挠行裕⒋?lián)系統(tǒng)原理驗(yàn)證平臺(tái)如圖10所示。

圖10 串聯(lián)系統(tǒng)原理驗(yàn)證平臺(tái)Fig.10 Experiment platform for series system

圖11為直流變換模塊的工作波形。

圖11 直流變換模塊主要波形Fig.11 Experimental waveforms of the dc-dc module

由圖11可知，開關(guān)管Q1，Q3占空比為0.65，輸入電壓600 V，輸出電壓3 kV，此時(shí)電路工作在升壓模式下。開關(guān)管Q1，Q3為占空比為0.4，輸入電壓為600 V，輸出電壓為1 430 V，此時(shí)電路工作在降壓模式下。

光伏直流變換模塊升壓模式和降壓模式下的效率曲線如圖12所示。升壓模式下，模塊工作在90 kW時(shí)的最大轉(zhuǎn)換效率為97.47%。降壓模式下，模塊輸出功率為58 kW時(shí)，轉(zhuǎn)換效率為96.2%。

圖12 直流變換模塊效率Fig.12 Measured efficiency of dc module

串聯(lián)系統(tǒng)原理驗(yàn)證平臺(tái)中，3組模塊分別代表變換器1、變換器2和變換器3。3組模塊輸入分別連接3個(gè)光伏模擬器，輸出串聯(lián)并入8 kV直流系統(tǒng)。仿真波形如圖13所示。圖中：νo1，νo2，νo3為3臺(tái)變換器模塊的輸出電壓；νc1，νc2，νc3為3臺(tái)變換器模塊的變壓器原邊電壓。3臺(tái)變換器模塊的占空比相等，模塊輸出電壓均為2.7 kV，且均運(yùn)行在升壓模式下，3臺(tái)變換器均運(yùn)行在最大功率跟蹤模式下。變換器1功率下降80%，運(yùn)行在最大功率跟蹤模式，其模塊的輸出電壓νo1下降到1.5 kV，運(yùn)行在降壓模式。其余兩臺(tái)變換器運(yùn)行在恒壓模式，變換器模塊νo2和νo3輸出電壓均為3.25 kV，運(yùn)行在升壓模式下。

圖13 3臺(tái)變換器串聯(lián)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Waveform of three converters in series

圖14為3臺(tái)變換器輸出串聯(lián)并入±30 kV直流系統(tǒng)的運(yùn)行波形。串聯(lián)系統(tǒng)中±30 kV直流母線通過(guò)DC/AC換流器逆變成交流并入交流電網(wǎng)。DC/AC換流器穩(wěn)定±30 kV直流母線電壓。

圖14 3臺(tái)變換器串聯(lián)晴天運(yùn)行波形Fig.14 Actual operating waveforms of 3 series connected in sunny day

晴天時(shí)輻照度穩(wěn)定，3臺(tái)變換器輸出功率曲線平滑，各自跟蹤光伏最大功率點(diǎn)輸出。3臺(tái)變換器各自輸出功率占總功率比例基本不變，各變換器輸出電壓穩(wěn)定，分別為19，20，21 kV。串聯(lián)系統(tǒng)輸出差模電壓維持在60 kV，輸出電流曲線與變換器功率曲線趨勢(shì)一致。

圖15為浮云天氣時(shí)變換器的運(yùn)行波形。

圖15 3臺(tái)變換器串聯(lián)浮云天氣運(yùn)行波形Fig.15 Actual operating waveforms of 3 series connected in cloudy day

浮云天氣時(shí)，輻照度受浮云影響變化波動(dòng)較大，光伏陣列的輸出功率也隨之大幅波動(dòng)。10：00-14：00，3臺(tái)變換器輸出功率較低，但波動(dòng)不大，各變換器輸出功率較為一致，3臺(tái)變換器輸出電壓較為穩(wěn)定，都分布在20 kV左右。14：00-17：00，光伏功率波動(dòng)較大，各臺(tái)變換器輸出功率不一致。變換器的輸出電壓隨功率波動(dòng)，變換器輸出電壓最低14 kV，最高達(dá)到23 kV。在此過(guò)程中，變換器輸出電壓寬范圍運(yùn)行，沒有出現(xiàn)停機(jī)，3臺(tái)變換器在功率大幅波動(dòng)工況下穩(wěn)定運(yùn)行。

5 結(jié)論

本文提出了一種適用于串聯(lián)系統(tǒng)的光伏升壓直流變換器拓?fù)浼翱刂撇呗?。針?duì)變換器模塊提出一種新型buck-boost直流變換拓?fù)浼罢{(diào)制方法，通過(guò)調(diào)節(jié)占空比就可實(shí)現(xiàn)拓?fù)渖龎汉徒祲耗Ｊ届`活切換。當(dāng)漏感較小時(shí)，升壓模式下拓?fù)渥畲箅妷涸鲆婵蛇_(dá)2 VinN，降壓模式下拓?fù)潆妷涸鲆?～VinN。從而使拓?fù)渚哂?～2 VinN的寬電壓調(diào)節(jié)范圍，滿足串聯(lián)升壓系統(tǒng)中變換器寬輸出電壓范圍的技術(shù)需求。與傳統(tǒng)隔離型buck-boost直流變換拓?fù)湎啾?，該直流變換拓?fù)渫ㄟ^(guò)控制低壓側(cè)開關(guān)管，就可實(shí)現(xiàn)升壓或降壓運(yùn)行，從而簡(jiǎn)化控制。通過(guò)本文提出的控制算法使變換器在各種工況下實(shí)現(xiàn)分散自治運(yùn)行?，F(xiàn)場(chǎng)實(shí)際運(yùn)行數(shù)據(jù)證明了本文所提出的串聯(lián)型光伏直流變換器拓?fù)浜涂刂扑惴ǖ目尚行?。光伏陣列通過(guò)串聯(lián)型光伏直流變換器實(shí)現(xiàn)就地升壓，分散接入直流電網(wǎng)，有利于提高光伏系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率，降低匯集電纜和轉(zhuǎn)換裝備數(shù)量，節(jié)約系統(tǒng)成本，具有廣闊的應(yīng)用前景。