張 犁，馬天睿，張 濤，王江峰，孫 凱

（1. 河海大學(xué)能源與電氣學(xué)院，江蘇 南京 211100；2. 清華大學(xué)電機工程與應(yīng)用電子技術(shù)系，北京 100084）

0 引言

近年來，農(nóng)村分布式屋頂光伏（PV）產(chǎn)業(yè)發(fā)展迅速，是分布式光伏發(fā)電的重要市場之一。為靈活光伏組件串聯(lián)數(shù)量，擴展最大功率跟蹤電壓范圍，三相光伏并網(wǎng)逆變器輸入電壓通常設(shè)計為200～1 000 V。相較于三相兩電平拓撲，三相三電平拓撲具有電流諧波小、濾波器體積小和器件電壓應(yīng)力低等優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用于三相光伏并網(wǎng)逆變器［1-3］。但是，為滿足上述寬輸入電壓范圍的需求，其前級還有一級直流升壓電路，構(gòu)成兩級式結(jié)構(gòu)。當(dāng)輸入電壓低于三相交流線電壓峰值時，所有光伏功率均經(jīng)過兩級變換［4-5］。為減少功率變換級數(shù)，文獻［6-7］提出了一種三相準(zhǔn)單級并網(wǎng)逆變器拓撲。該拓撲通過重塑直流升壓電路與后級逆變電路的連接方式，實現(xiàn)部分功率單級饋入電網(wǎng)，提高并網(wǎng)逆變器變換效率。但上述文獻主要考慮逆變器效率的提升，并未改善非隔離型并網(wǎng)逆變器的漏電流問題［8-9］。

國內(nèi)外學(xué)者提出了多種方法降低三相準(zhǔn)單級和兩級式三電平并網(wǎng)逆變器的共模電壓變化幅值和頻率，從而減小漏電流［10-11］。文獻［12］和文獻［13］分別針對準(zhǔn)Z 源逆變器和準(zhǔn)開關(guān)Boost 逆變器，通過在開關(guān)序列中插入短路矢量實現(xiàn)升壓變換，并將共模電壓變化幅值降低至直流電壓的1/6，控制簡單，可靠性高。但該方法存在兩相開關(guān)同時動作以及短路狀態(tài)影響變換效率的不足。文獻［14-15］提出選用共模電壓幅值較小的電壓矢量來合成新的虛擬矢量，降低共模電壓變化幅值，但三相準(zhǔn)單級逆變器直流分壓電容電壓不對稱，故該方法并不適用。文獻［16］僅使用中矢量來合成參考矢量，使共模電壓保持不變，漏電流近似為0，但直流電壓利用率降低，且開關(guān)損耗仍然較大。文獻［17］則在電路中外加一個輔助電路，不降低直流電壓利用率即可使共模電壓恒定，但增加了硬件成本。文獻［18］和文獻［19］分別研究了載波正向?qū)盈B調(diào)制方法與載波反向?qū)盈B調(diào)制方法，在此基礎(chǔ)上提出一種新型單載波調(diào)制策略，共模電壓恒定為直流電壓的一半，但三相準(zhǔn)單級并網(wǎng)逆變器的層疊載波幅值不同，故上述2 種方法在準(zhǔn)單級逆變器中難以實現(xiàn)。因此，非隔離型三相準(zhǔn)單級并網(wǎng)逆變器的漏電流問題亟待優(yōu)化。

本文首先分析了基于傳統(tǒng)空間矢量調(diào)制（CSVPWM）策略的三相準(zhǔn)單級并網(wǎng)逆變器的工作模態(tài)以及共模電壓特性。在此基礎(chǔ)上，提出了一種低共模電壓空間矢量調(diào)制（LCSVPWM）策略，詳細地分析了其工作原理，計算并比較了CSVPWM 策略和LCSVPWM策略的開關(guān)管損耗，最后進行了實驗驗證。

1 三相準(zhǔn)單級逆變器及傳統(tǒng)調(diào)制策略

1.1 拓撲及工作原理分析

非隔離型三相準(zhǔn)單級并網(wǎng)逆變器拓撲如圖1 所示。圖中，S1、D1、L1分別為Boost 電路中的IGBT、二極管和電感；Udc為直流分壓電容Cdc1、Cdc2電壓之和；A、B、C分別為a、b、c 相橋臂中點；O、n為中性點；P、N分別為上、下橋臂點；Lfx、Cfx（x=a，b，c）分別為濾波電感、濾波電容；iLx為Lfx所在支路的電流；SHx、SLx1、SLx2、SZx為IGBT；S1、SHx、SLx1、SLx2、SZx分別為所對應(yīng)開關(guān)管的導(dǎo)通關(guān)斷狀態(tài)，取值為1 表示開關(guān)管導(dǎo)通，取值為0表示關(guān)斷。

圖1 三相準(zhǔn)單級逆變器拓撲Fig.1 Topology of three-phase quasi-single-stage inverter

傳統(tǒng)三相兩級式逆變器的直流分壓電容電壓UCdc1和UCdc2基本相等，而三相準(zhǔn)單級逆變器的UCdc1被光伏板輸出電壓箝位，不再等于UCdc2。當(dāng)光伏輸出電壓UPV高于交流電壓瞬時值ugx時，光伏功率無需升壓變換即可單級并網(wǎng)；當(dāng)UPV不高于ugx時，光伏功率經(jīng)過Boost 變換器升壓并網(wǎng)。以a 相為例，其橋臂中點A與點N之間的電壓uaN與a 相開關(guān)管通斷狀態(tài)的關(guān)系如表1 所示。由表1 可知：當(dāng)UPV>ugx時，a相橋臂電壓uaN的取值為UPV和0；而當(dāng)UPV≤ugx時，a相橋臂電壓uaN的取值為Udc和UPV。故三相準(zhǔn)單級逆變器的橋臂電壓仍存在3種電平。

表1 a相開關(guān)狀態(tài)與橋臂電壓的關(guān)系Table 1 Relationship of switching states and arm-bridge voltage of phase a

為便于分析，本文定義Udc=2E，UPV=lE（l為UPV與E的比值，0E）。因此，三相橋臂電壓可由開關(guān)狀態(tài)量Stx表示，如式（1）所示。

式中：uxN為三相橋臂中點A、B、C與點N之間的電壓。根據(jù)式（1），三相準(zhǔn)單級逆變器的電壓矢量可用Sta、Stb和Stc來表示，電壓矢量分布如附錄A 圖A1 所示。由圖可知，三相準(zhǔn)單級逆變器的空間矢量圖可劃分為大扇區(qū)Ⅰ—Ⅵ，各個大扇區(qū)具有對稱性，可通過旋轉(zhuǎn)、翻轉(zhuǎn)等方式進行重合，故本文后續(xù)均以大扇區(qū)Ⅰ為例進行詳細分析。另外，當(dāng)且僅當(dāng)l=1時，三相準(zhǔn)單級逆變器的空間矢量圖與傳統(tǒng)三相三電平逆變器相同。附錄A 圖A1 所示27 個矢量可根據(jù)其幅值分為5 類，如表2 所示，表中每個矢量的共模電壓幅值uCMV的表達式為uCMV=(uaN+ubN+ucN)/3。

表2 空間電壓矢量分類及共模電壓Table 2 Classification of space voltage vectors and common-mode voltage

結(jié)合圖1 和表2 可歸納出選擇各類電壓矢量對光伏功率單級傳輸?shù)挠绊?。選擇零矢量時，逆變器工作于續(xù)流模式，故其無法實現(xiàn)光伏功率的單級傳輸。選擇負小矢量，如（2，l，l）時，光伏功率經(jīng)Boost變換器升壓后由a相流入電網(wǎng)，并從b、c兩相經(jīng)過點O對電容Cdc1充電，故光伏功率為兩級傳輸。選擇正小矢量，如（l，l，0）時，光伏功率經(jīng)過點O由a、b 兩相流入電網(wǎng)，從c 相經(jīng)過點N返回直流側(cè)，故光伏功率為單級傳輸。選擇中矢量，如（2，l，0）時，光伏功率經(jīng)過Boost 變換器升壓由a 相流入電網(wǎng)，從c 相經(jīng)過點N返回直流側(cè)，但此時b 相的功率方向不固定。當(dāng)UPV>ugx時，光伏功率由點O流入電網(wǎng)；而當(dāng)UPV≤ugx時，光伏功率由點O給Cdc1充電返回直流側(cè)。因此，中矢量對功率單級傳輸?shù)挠绊懖淮_定。選擇大矢量，如（2，0，0）時，光伏功率經(jīng)過Boost變換器升壓后由a 相流入電網(wǎng)，之后從b、c 兩相經(jīng)過點N返回直流側(cè)，故光伏功率為兩級傳輸。綜上，在合成參考矢量時，應(yīng)盡可能選擇正小矢量，避免選擇負小矢量。

1.2 CSVPWM策略

為實現(xiàn)效率最優(yōu)，CSVPWM 策略舍棄了所有負小矢量，且中矢量對單級功率傳輸影響較小，故可保留所有中矢量［6］。2種不同l值情況下的大扇區(qū)Ⅰ劃分方法如圖2 所示，圖中Vref為電壓參考矢量。由圖可知，Vref經(jīng)過的小扇區(qū)隨l值的變化而變化。當(dāng)0

圖2 CSVPWM策略下大扇區(qū)Ⅰ的小扇區(qū)劃分Fig.2 Divided regions of Sector Ⅰunder CSVPWM scheme

為減小開關(guān)損耗，應(yīng)盡量保證每次開關(guān)狀態(tài)切換時，僅變化一相開關(guān)狀態(tài)量，故每個小扇區(qū)對應(yīng)的矢量開關(guān)序列如表3所示。CSVPWM 策略由于盡可能使用了正小矢量（如表3 中粗體矢量所示），且每次僅有一相開關(guān)動作，實現(xiàn)了效率最優(yōu)，但并未考慮共模電壓問題。從表3 中可以看出，每個小扇區(qū)的共模電壓變化幅值為UPV/3 或（Udc-UPV）/3，共模電壓幅值相差較大，故其導(dǎo)致的漏電流問題亟待優(yōu)化。

表3 CSVPWM策略下大扇區(qū)Ⅰ的電壓矢量開關(guān)序列及共模電壓Table 3 Switching sequence and common-mode voltage of Sector Ⅰunder CSVPWM scheme

2 LCSVPWM策略和損耗對比

2.1 LCSVPWM策略

由表2 可知，部分大矢量共模電壓幅值最大，如（2，2，0）、（0，2，2）、（2，0，2），為2Udc/3；部分正小矢量共模電壓幅值較小，如（l，0，0）、（0，l，0）、（0，0，l），為UPV/3；零矢量（0，0，0）共模電壓幅值最小。為兼顧系統(tǒng)效率，本文提出LCSVPWM 策略。所提策略通過舍棄共模電壓幅值為UPV/3 的部分正小矢量，如（l，0，0），同時將零矢量（0，0，0）替換為（l，l，l），提高共模電壓最小值，降低共模電壓變化幅值。LCSVPWM策略的大扇區(qū)Ⅰ劃分方法如圖3 所示。由圖可知，當(dāng)0

圖3 LCSVPWM策略下大扇區(qū)Ⅰ的小扇區(qū)劃分Fig.3 Divided regions of Sector Ⅰunder LCSVPWM scheme

表4 LCSVPWM策略下大扇區(qū)Ⅰ的電壓矢量開關(guān)序列及共模電壓Table 4 Switching sequence and common-mode voltage of Sector Ⅰunder LCSVPWM scheme

根據(jù)表4，采用LCSVPWM 策略時小扇區(qū)R1的共模電壓變化幅值分別為（Udc-2UPV）/3 和UPV/3，當(dāng)Udc/3

三相準(zhǔn)單級逆變器LCSVPWM 策略控制框圖如圖4 所示。圖中，udcr為直流母線電壓參考值；uPV、iPV分別為光伏電壓和電流；uMPP為經(jīng)最大功率點跟蹤（MPPT）控制后的電壓；ugd、ugq分別為ugx的d、q軸分量；idf、iqf分別為iLx經(jīng)Park變換后得到的d、q軸分量反饋值；idr、iqr分別為并網(wǎng)電流參考值d、q軸分量，其中idr由MPPT控制器的輸出決定；ud、uq分別為空間矢量調(diào)制（SVPWM）算法輸入電壓信號的d、q軸分量。由圖可知，前級Boost電路和后級逆變電路的控制是相互獨立的。前級Boost 電路采用單電壓環(huán)控制直流母線電壓穩(wěn)定，后級逆變電路采用單電流環(huán)控制。

圖4 三相準(zhǔn)單級逆變器控制框圖Fig.4 Control block diagram of three-phase quasi-single-stage inverter

2.2 損耗分析與對比

本節(jié)對三相準(zhǔn)單級逆變器分別采用CSVPWM策略和LCSVPWM 策略，以及三相兩級式逆變器采用七段式空間矢量調(diào)制策略這3 種情況（分別簡稱為情況1—3）下的開關(guān)管損耗進行了計算和比較，主要考慮Boost 電路和逆變電路各開關(guān)管的導(dǎo)通和開關(guān)損耗，開關(guān)管損耗計算公式均參考文獻［20］。在導(dǎo)通狀態(tài)下，IGBT可等效為1個電壓源串聯(lián)電阻。設(shè)IGBT集射極的導(dǎo)通電阻為RC，導(dǎo)通狀態(tài)下零電流電壓降為VCE0，則其對應(yīng)的平均導(dǎo)通損耗可近似由式（2）表示。

結(jié)合式（2）—（5）以及器件參數(shù)，設(shè)Udc分別為250、350、500 V，比較3 種情況下的開關(guān)管損耗，額定功率下的理論計算結(jié)果如表5 所示。由表可知，當(dāng)Udc不同時，采用CSVPWM 策略的三相準(zhǔn)單級逆變器開關(guān)管損耗最低，采用LCSVPWM 策略開關(guān)管損耗次之，三相兩級式逆變器的開關(guān)管損耗最高。

表5 開關(guān)管損耗對比Table 5 Loss comparison of switching devices

3 實驗結(jié)果

在實驗室搭建了3 kW 三相準(zhǔn)單級逆變器樣機，主要參數(shù)及器件所選型號設(shè)置如下：UPV的取值范圍為［250，500］V；Udc=700 V；Cdc1=Cdc2=350 μF；L1=2.5 mH；Lfx=1.6 mH；Cfx=350 μF；fsw=20 kHz；ugx=220 V；f=50 Hz；二極管型號為C4D20120D；IGBT 型號為HGTG18N120BND。當(dāng)UPV大于三相電網(wǎng)線電壓峰值時，光伏功率無需經(jīng)過Boost變換器升壓變換即可單級并網(wǎng)，故實驗不考慮UPV大于540 V的工況。下面分別以UPV為250、350、500 V為例進行測試。

圖5為三相準(zhǔn)單級逆變器采用CSVPWM 策略的電壓矢量開關(guān)序列和共模電壓變化幅值波形圖。由圖可知，當(dāng)uaN的取值為Udc和UPV，ubN的取值為UPV和0，ucN恒定為0 時，矢量開關(guān)序列首先為（l，0，0）→（2，0，0）→（2，l，0）→（2，0，0）→（l，0，0），然后改變?yōu)椋╨，0，0）→（l，l，0）→（2，l，0）→（l，l，0）→（l，0，0），分別與表3 中小扇區(qū)R2、R4的矢量開關(guān)序列相符。當(dāng)uaN和ubN的取值分別為Udc和UPV，ucN恒定為0 時，矢量開關(guān)序列為（l，l，0）→（2，l，0）→（2，2，0）→（2，l，0）→（l，l，0），與表3 中小扇區(qū)R3的矢量開關(guān)序列相符。因此，Vref依次經(jīng)過小扇區(qū)R2、R4和R3，與圖2（a）分析一致。附錄A 圖A2 為1

圖5 UPV為250、350 V時CSVPWM策略下共模電壓波形Fig.5 Waveforms of common-mode voltage under CSVPWM scheme when UPV is 250 V and 350 V

圖6 為三相準(zhǔn)單級逆變器采用LCSVPWM 策略的電壓矢量開關(guān)序列和共模電壓變化幅值波形圖。由圖可知，當(dāng)uaN的取值為Udc和UPV，ubN、ucN的取值分別為UPV和0 時，矢量開關(guān)序列為（l，l，l）→（l，l，0）→（2，0，0）→（l，l，0）→（l，l，l），與表4 中小扇區(qū)R1的矢量開關(guān)序列一致。當(dāng)uaN的取值為Udc和UPV，ubN的取值為UPV和0，ucN恒定為0 時，矢量開關(guān)序列為（l，l，0）→（2，l，0）→（2，0，0）→（2，l，0）→（l，l，0），與表4中小扇區(qū)R2的矢量開關(guān)序列相符。當(dāng)uaN和ubN的取值分別為Udc和UPV，ucN恒定為0 時，矢量開關(guān)序列為（l，l，0）→（2，l，0）→（2，2，0）→（2，l，0）→（l，l，0），與表4 中小扇區(qū)R3的矢量開關(guān)序列相符。因此，Vref依次經(jīng)過小扇區(qū)R1、R2和R3，與圖3（a）相符。附錄A圖A3 為1

圖6 UPV為250、350 V時LCSVPWM策略下共模電壓波形Fig.6 Waveforms of common-mode voltage under LCSVPWM scheme when UPV is 250 V and 350 V

對比圖5、圖6 以及附錄A 圖A2、圖A3 可以看出，當(dāng)0

當(dāng)l=1 且UPV=350 V 時，CSVPWM 策略下小扇區(qū)R2的共模電壓變化幅值與LCSVPWM 策略下小扇區(qū)R1的相同，但采用LCSVPWM 策略的共模電壓變化次數(shù)為2次，少于CSVPWM 策略的4次。當(dāng)1

圖7為三相準(zhǔn)單級逆變器分別采用CSVPWM 策略和LCSVPWM 策略，以及三相兩級式逆變器采用七段式空間矢量調(diào)制策略這3 種情況下的效率對比。由圖可知，在不同UPV和負載（標(biāo)幺值）下，三相準(zhǔn)單級逆變器采用LCSVPWM 策略的效率均高于三相兩級式逆變器，但均略低于CSVPWM 策略，與理論分析相符。

圖7 不同輸入電壓和負載下的效率對比Fig.7 Efficiency comparison with different input voltages and different loads

4 結(jié)論

本文提出了一種適用于三相準(zhǔn)單級并網(wǎng)逆變器的LCSVPWM 策略，實驗結(jié)果表明LCSVPWM 策略具有以下特點：

1）基于CSVPWM 策略，舍棄部分小矢量和替換零矢量，并重新劃分小扇區(qū)，在輸入電壓較低時可降低共模電壓變化幅值和頻率，故可改善非隔離型并網(wǎng)逆變器的漏電流；

2）采用LCSVPWM 策略的三相準(zhǔn)單級逆變器變換效率優(yōu)于三相兩級式逆變器，共模電壓變化幅值和頻率在低輸入電壓時優(yōu)于采用CSVPWM 策略的三相準(zhǔn)單級逆變器，故可兼顧效率和共模性能。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.epae.cn）。