劉 敬,陳振華,王建如

(南京信息工程大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院 電子信息技術(shù)與裝備研究院,江蘇 南京 210044)

毫米波輻射計(jì)是一種被動(dòng)式遙感設(shè)備,可以全天候、全時(shí)段工作[1],并與可見光、紅外遙感形成互補(bǔ)。從二十世紀(jì)五六十年代起,各類地基、空基、天基平臺(tái)的毫米波輻射計(jì)逐漸裝備,并在地球觀測(cè)、大氣遙感、射電天文和安全篩查等領(lǐng)域獲得廣泛運(yùn)用[2-7]。根據(jù)工作原理的差異,毫米波輻射計(jì)主要分為全功率輻射計(jì)、迪克式(Dicke)輻射計(jì)、零平衡式輻射計(jì)、自動(dòng)增益控制輻射計(jì)等相關(guān)型輻射計(jì)。Dicke 式輻射計(jì)通常采用單刀雙擲開關(guān)(Single Pole Double Throw,SPDT)在天線和已知負(fù)載之間來回切換輻射計(jì)的輸入信號(hào),以減少由于放大器本身的增益和噪聲溫度波動(dòng)而導(dǎo)致的不穩(wěn)定性。但是使用射頻開關(guān)對(duì)輻射計(jì)的靈敏度和帶寬造成了一定的限制,且系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜。零平衡式輻射計(jì)、自動(dòng)增益控制輻射計(jì)是在Dicke 輻射計(jì)基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn),屬于Dicke 輻射計(jì)的延伸。全功率式輻射計(jì)應(yīng)用較為廣泛,其工作體制可分為直接檢波式和超外差式兩種[8]。其中,直接檢波式輻射計(jì)結(jié)構(gòu)較為簡(jiǎn)單,成本相對(duì)較低,應(yīng)用范圍受到很大的局限性,而超外差式輻射計(jì)靈敏度更高并可保留原始信號(hào)相位信息,有較好的頻率選擇特性,更多應(yīng)用于對(duì)性能指標(biāo)要求較高的場(chǎng)景中。

輻射計(jì)一般由天線、射頻前端以及基帶處理單元組成,其中,射頻前端的性能對(duì)輻射計(jì)整機(jī)指標(biāo)有決定性的影響。本文所研制的輻射計(jì)射頻前端工作于大氣窗口之一的77 GHz 頻段,采用超外差變頻體制。77 GHz 頻段因?yàn)槭茏詣?dòng)駕駛市場(chǎng)的需求驅(qū)動(dòng),各半導(dǎo)體廠商相繼推出了成熟的單芯片前端解決方案,具有極高的集成度和成本優(yōu)勢(shì)。但此類芯片普遍基于SiGe 工藝制造,在高頻條件下,其低噪聲性能普遍較差,無法滿足輻射計(jì)高靈敏度接收的要求。因此,為保證性能,本文采用GaAs 器件進(jìn)行電路集成設(shè)計(jì)。另外,根據(jù)總體方案的要求,射頻前端需要背負(fù)于前級(jí)卡塞格倫天線饋源上,并且在滿足電性能指標(biāo)的前提下,在結(jié)構(gòu)上滿足小型化和輕量化的要求。因此,在設(shè)計(jì)中采取了裸芯片和微帶功能電路混合集成[9]、單模塊混合互聯(lián)封裝的設(shè)計(jì)方案。測(cè)試結(jié)果表明,所研制的輻射計(jì)射頻前端主要性能指標(biāo)滿足總體指標(biāo)的要求。

1 超外差式輻射計(jì)射頻前端設(shè)計(jì)

1.1 射頻前端方案設(shè)計(jì)

W 波段輻射計(jì)射頻前端采用超外差一次下變頻體制,其原理框圖如圖1 所示。

由圖1 可見,所設(shè)計(jì)前端射頻組件采用WR10 標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)接口,以便于與前級(jí)卡塞格倫天線饋源相連接。輸入信號(hào)經(jīng)波導(dǎo)-微帶過渡電路轉(zhuǎn)接至微帶平面電路,經(jīng)兩級(jí)低噪聲放大器放大后,再與本振信號(hào)進(jìn)行下變頻。下變頻采用基波混頻,本振信號(hào)由Ka 波段壓控振蕩器(VCO)經(jīng)W 波段有源二倍頻后產(chǎn)生。為了提高集成度,低噪聲放大器、混頻器、中頻放大器、VCO、有源二倍頻器采用商用GaAs 芯片,其余功能電路基于微帶電路技術(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。整個(gè)鏈路的器件選型及技術(shù)指標(biāo)分配如表1、表2 所示,需要說明的是,表中所列的指標(biāo)參數(shù)是根據(jù)所選擇芯片的Datasheet 而定的,實(shí)際使用時(shí)因各種額外損耗,實(shí)際指標(biāo)通常會(huì)比理論值偏低,在設(shè)計(jì)時(shí)要保留足夠的設(shè)計(jì)余量。

圖1 W 波段輻射計(jì)前端原理框圖Fig.1 Schematic diagram of W-band radiometer front end

表1 本振鏈路指標(biāo)評(píng)估Tab.1 Performance evaluation of LO chain

表2 接收鏈路指標(biāo)評(píng)估Tab.2 Performance evaluation of receiver

1.2 波導(dǎo)-微帶探針過渡設(shè)計(jì)

射頻前端組件的輸入采用WR10 標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)接口,輸入信號(hào)的主傳輸模式為TE10 模,而后級(jí)的低噪聲放大、變頻、本振鏈路等都是平面集成電路,需要將波導(dǎo)電路中傳輸?shù)腡E10 模電磁波轉(zhuǎn)換為能夠在微帶平面電路中傳輸?shù)臏?zhǔn)TEM 模信號(hào)。對(duì)于輻射計(jì)前端而言,探測(cè)靈敏度是一個(gè)重要的技術(shù)指標(biāo),而靈敏度的主要影響因素之一就是噪聲系數(shù)。由接收機(jī)噪聲傳輸機(jī)理可知,在低噪聲放大器之前的電路損耗將直接疊加進(jìn)噪聲系數(shù)中,因此作為射頻接收鏈路最前級(jí)的波導(dǎo)-微帶過渡電路的設(shè)計(jì)[10]就顯得尤為重要,其插入損耗指標(biāo)將直接影響整個(gè)鏈路的噪聲系數(shù)。為了降低損耗、保證精度,在設(shè)計(jì)中選取0.127 mm 厚的石英作為波導(dǎo)-微帶探針過渡結(jié)構(gòu)的介質(zhì)基片,石英探針從波導(dǎo)寬邊插入波導(dǎo)E 面進(jìn)行能量耦合。在電磁仿真軟件HFSS (High Frequency Structure Simulator)中建立耦合探針的仿真模型,如圖2 所示。通過調(diào)節(jié)探針的長(zhǎng)寬(Lp、Wp)及波導(dǎo)短路面的距離(Ls),可以對(duì)耦合探針的性能進(jìn)行優(yōu)化。優(yōu)化后的探針耦合結(jié)構(gòu)參數(shù)如表3 所示,其仿真S參數(shù)曲線如圖3 所示?？梢娫赪R10 全波導(dǎo)頻段內(nèi)(75～110 GHz),回波損耗小于-20 dB,插入損耗約0.2 dB,在實(shí)際所用的77 GHz 附近,回波損耗優(yōu)于-27 dB。從仿真結(jié)果來看,所設(shè)計(jì)的過渡結(jié)構(gòu)性能良好,符合指標(biāo)要求。

圖2 (a)探針過渡三維結(jié)構(gòu);(b)探針結(jié)構(gòu)主要參數(shù)Fig.2 (a) Three dimensional structure of probe transition;(b) Main structural parameters of probe transition

表3 探針耦合結(jié)構(gòu)的優(yōu)化結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.3 Optimization of structural parameters of probe coupling structure

圖3 探針過渡結(jié)構(gòu)的仿真S 參數(shù)Fig.3 Simulated S parameters of probe transition

1.3 本振源設(shè)計(jì)

超外差接收機(jī)需要本振信號(hào)與射頻信號(hào)進(jìn)行下變頻,獲取中頻信號(hào)并做進(jìn)一步處理。在工程實(shí)踐中,本振信號(hào)的產(chǎn)生有幾種方式,比如單獨(dú)的VCO 或者介質(zhì)諧振器DRO,或者結(jié)合鎖相環(huán)PLL 技術(shù)實(shí)現(xiàn)?；阪i相環(huán)的頻率源通常具有較好的相位噪聲性能,但是需要提供外部高穩(wěn)定的參考時(shí)鐘,結(jié)構(gòu)復(fù)雜,成本較高。而單獨(dú)使用VCO 雖然結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低,但VCO 的相位噪聲性能較差,頻率漂移現(xiàn)象明顯,對(duì)其實(shí)際應(yīng)用造成較大的制約?；谳椛溆?jì)的總體技術(shù)指標(biāo),接收鏈路采用點(diǎn)頻本振,在保證頻率穩(wěn)定度的前提下,為盡可能保持電路的低成本、低復(fù)雜度、平面集成、低功耗,在設(shè)計(jì)中選取外加諧振器對(duì)VCO 輸出進(jìn)行穩(wěn)頻的技術(shù)方案。在目前的技術(shù)條件下,VCO 芯片的工作頻率最高只能覆蓋至Ka 波段,而無法直接覆蓋至W 波段。因此,首先基于諧振器穩(wěn)頻的Ka 波段VCO 產(chǎn)生38 GHz 的基波信號(hào),然后再經(jīng)有源二倍頻至76 GHz 作為本振信號(hào),與W 波段的射頻輸入信號(hào)進(jìn)行混頻。在本振鏈路中,還需要設(shè)計(jì)相應(yīng)的帶通濾波器,以對(duì)無用的雜散及諧波信號(hào)產(chǎn)生足夠的抑制。

1.4 穩(wěn)頻陶瓷諧振器設(shè)計(jì)

本振源設(shè)計(jì)中所選擇的VCO 型號(hào)為UMS 公司的CHV2242a,其調(diào)諧輸出頻率覆蓋38～38.5 GHz,頻偏10 kHz 處相位噪聲為-48 dBc/Hz。根據(jù)總體指標(biāo),本振信號(hào)采用點(diǎn)頻,因此可采取窄帶諧振器穩(wěn)頻的方式提高信號(hào)相位噪聲性能。諧振器穩(wěn)頻可以采用圓柱形的高Q值介質(zhì)諧振器,也可以采用平面形中等Q值諧振器[11]。因?yàn)槟壳暗钠骷夹g(shù)限制,使用圓柱形介質(zhì)諧振器的振蕩器(Q值通常為2000～8000),其工作頻率一般在Ku 波段以下,且外匹配電路設(shè)計(jì)復(fù)雜,集成度不高。而本設(shè)計(jì)所選擇的VCO 芯片CHV2242a 具有外部諧振器耦合端口,具備采用平面形中等Q值諧振器進(jìn)行穩(wěn)頻的條件。VCO 外部穩(wěn)頻諧振器等效于一個(gè)通帶覆蓋VCO 掃頻帶寬的帶通濾波器,且在諧振頻率處,應(yīng)有180°的相位翻轉(zhuǎn),同時(shí)應(yīng)與VCO 芯片中的pHEMT 振蕩管外環(huán)路參數(shù)匹配,以獲得穩(wěn)定的起振條件,并避免寄生振蕩?；谶@一設(shè)計(jì)原理,采取三線耦合諧振結(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)了如圖4 所示的耦合線諧振電路,該諧振電路基于0.254 mm 厚的Al2O3陶瓷基片進(jìn)行設(shè)計(jì),諧振頻率通過調(diào)節(jié)耦合線的長(zhǎng)度Lc進(jìn)行調(diào)節(jié),帶寬可以通過耦合線之間的縫隙寬度Wg進(jìn)行優(yōu)化,諧振器結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)諧振器性能的影響如圖5、圖6所示。可見,當(dāng)Lc=4.45 mm,Wg=0.35 mm 時(shí),諧振器的諧振頻率為所需的本振基波頻率38 GHz,同時(shí)在該頻點(diǎn),傳輸系數(shù)S21的相位有180°的翻轉(zhuǎn),符合設(shè)計(jì)需求。另外在設(shè)計(jì)中需要注意,諧振器與VCO 芯片通過金絲鍵合進(jìn)行互聯(lián),鍵合所用金絲可能會(huì)在諧振耦合回路中引入額外的寄生電感,從而影響相位特性,因此在實(shí)際電路微組裝時(shí)應(yīng)使得金絲的長(zhǎng)度盡量短。

圖4 陶瓷諧振器結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 Structure of the ceramic resonator

圖5 耦合線的長(zhǎng)度Lc對(duì)S 參數(shù)的影響Fig.5 The influence of the length of the coupling lines (Lc) on the S parameter

圖6 耦合線的間隙寬度Wg對(duì)S 參數(shù)的影響Fig.6 The influence of the gap width between coupling lines (Wg) on the S parameter

1.5 陶瓷帶通濾波器的設(shè)計(jì)

在本振鏈路的設(shè)計(jì)中,Ka 波段的VCO 除了產(chǎn)生所需的基波振蕩信號(hào)之外,還會(huì)產(chǎn)生高次諧波。W 波段的有源二倍頻器也會(huì)有殘留諧波輸出,除了諧波之外,可能還會(huì)有一些因各種干擾產(chǎn)生的雜散信號(hào)。所有的這些諧雜散信號(hào)如果不加抑制,與實(shí)際使用的本振信號(hào)一起輸入下變頻器,則會(huì)在具有強(qiáng)非線性特征的混頻器內(nèi)產(chǎn)生復(fù)雜的交調(diào)、互調(diào)現(xiàn)象,對(duì)變頻損耗及中頻頻譜造成極為不利的影響。因此,在本振鏈路中,需要使用濾波器[12]進(jìn)行逐級(jí)濾波,確保對(duì)諧雜散信號(hào)形成足夠的抑制,保證實(shí)際進(jìn)入混頻器的本振信號(hào)的頻譜純度。

如圖1 所示,VCO 輸出信號(hào)為38 GHz,然后經(jīng)有源二倍頻器產(chǎn)生76 GHz 的信號(hào)作為本振提供給混頻器。因此需要在VCO 與二倍頻器之間插入一級(jí)帶通濾波器,使38 GHz 的信號(hào)低損耗通過,而對(duì)帶外信號(hào)產(chǎn)生足夠抑制。同理,在有源二倍頻器和混頻器之間也插入一級(jí)中心頻率76 GHz 的帶通濾波器。

帶通濾波器在設(shè)計(jì)時(shí)可選擇的帶通原型較多,在工程實(shí)踐中,需要結(jié)合技術(shù)指標(biāo)、總體結(jié)構(gòu)、工藝可實(shí)現(xiàn)性、性能可靠性等多個(gè)方面綜合考慮。這里選擇平行耦合線型帶通濾波器,同時(shí)為了保持結(jié)構(gòu)緊湊性以及性能容差,采用相對(duì)介電常數(shù)9.6 的陶瓷基片以及薄膜工藝進(jìn)行濾波器的設(shè)計(jì)制作。38 GHz 和76 GHz 的濾波器分別使用0.254 mm 和0.127 mm 厚度的陶瓷基片進(jìn)行設(shè)計(jì),拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及S參數(shù)仿真曲線如圖7 所示。38 GHz 濾波器采用5 階設(shè)計(jì),其通帶為36～40 GHz,帶內(nèi)插損仿真值為0.02 dB,回波損耗大于30 dB,在二次諧波處抑制為-50 dB。76 GHz 濾波器采用7 階設(shè)計(jì),其通帶為74～80 GHz,帶內(nèi)插損仿真值為0.02 dB,回波損耗大于15 dB。

圖7 38 GHz 帶通濾波器仿真S 參數(shù)Fig.7 Simulated S parameters of 38 GHz BPF

圖8 76 GHz 帶通濾波器仿真S 參數(shù)Fig.8 Simulated S parameters of 76 GHz BPF

2 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

2.1 組件裝配

基于前述方案以及功能電路的仿真,對(duì)整個(gè)射頻前端進(jìn)行了布局以及互聯(lián)設(shè)計(jì),組件使用黃銅鍍金作為結(jié)構(gòu)件,所有裸芯片及平面微帶電路使用H20E 導(dǎo)電膠粘接于殼體正面,并加熱固化,然后通過金絲鍵合完成各個(gè)芯片以及電路之間的輸入輸出互聯(lián)。圖9所示為完成微組裝的射頻組件以及所包含的各個(gè)功能模塊。圖10 所示為嵌在組件背面的電源管理模塊,該模塊為組件中的各個(gè)器件提供電源濾波、直流偏置、加電時(shí)序保護(hù)等功能。整個(gè)射頻前端組件的尺寸為56 mm×26 mm×26 mm,與天線完成裝配的整個(gè)射頻部分如圖11 所示。

圖9 完成裝配的射頻前端電路Fig.9 The assembled circuits of the RF front end

圖10 直流偏置及時(shí)序保護(hù)電路Fig.10 DC supply and time sequence protection circuit

2.2 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

射頻前端的測(cè)試包含鏈路增益、頻譜特性、動(dòng)態(tài)范圍、噪聲性能等幾個(gè)方面。測(cè)試所用儀表如表4 所示。

組件頻譜及動(dòng)態(tài)范圍測(cè)試框圖如圖12。實(shí)際測(cè)試場(chǎng)景如圖13 所示。

圖12 鏈路頻譜特性及動(dòng)態(tài)范圍測(cè)試框圖Fig.12 Schematic drawing of test setup of spectrum and dynamic range

圖13 鏈路頻譜及動(dòng)態(tài)范圍測(cè)試場(chǎng)景Fig.13 The real test setup of spectrum and dynamic range

信號(hào)源E8267D 產(chǎn)生Ku 波段的激勵(lì)信號(hào),經(jīng)OML S10MS-AG 六倍頻后產(chǎn)生77～79 GHz 的輸出信號(hào),該倍頻模塊輸出信號(hào)的功率在8 dBm 左右,經(jīng)可調(diào)衰減器STA-60-10-D1 進(jìn)行功率衰減后再輸入射頻接收組件,經(jīng)組件下變頻后接至頻譜儀E4447A,在1～3 GHz 頻率范圍內(nèi)對(duì)中頻信號(hào)的功率和頻譜質(zhì)量進(jìn)行測(cè)量。

當(dāng)射頻輸入信號(hào)為77.2 GHz 時(shí),輸出中頻信號(hào)的頻譜如圖14 所示,可見此時(shí)中頻頻率為1.2031 GHz,在200 MHz 測(cè)量帶寬范圍內(nèi),雜散抑制大于40 dBc,中頻頻率與理論值1.2 GHz 有3.1 MHz 的偏差,該偏差可通過微調(diào)VCO 的調(diào)諧電壓加以消除。

圖14 輸出中頻信號(hào)頻譜Fig.14 Spectrum of output IF signal

圖15 所示為接收組件在77 GHz 頻點(diǎn)上,中頻輸出功率隨輸入功率的變化關(guān)系,可以看出,組件在77 GHz 頻點(diǎn)上的輸入1 dB 壓縮點(diǎn)約為-31 dBm。接收機(jī)靈敏度可定義為:

圖15 中頻輸出功率隨輸入功率的變化關(guān)系Fig.15 The output IF power versus input RF power at 77 GHz

式中:NF 為噪聲系數(shù);BW 為解調(diào)帶寬;SNR 為信噪比。設(shè)解調(diào)帶寬為10 kHz,噪聲系數(shù)取8 dB,檢測(cè)信噪比為6 dB 時(shí),可計(jì)算得到接收機(jī)靈敏度為-120 dBm,此時(shí)可計(jì)算接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍為79 dB。

噪聲系數(shù)測(cè)試的框圖及測(cè)試場(chǎng)景分別如圖16 和圖17 所示。在噪聲系數(shù)測(cè)試時(shí),采用Y 因子法,由W波段噪聲源NC5110 產(chǎn)生輸入白噪聲。由于預(yù)計(jì)鏈路增益會(huì)超過40 dB,為測(cè)試結(jié)果的穩(wěn)定性,在鏈路中接入一個(gè)20 dB 的波導(dǎo)固定衰減器,降低鏈路增益。為減小接收機(jī)輸入端駐波的影響,在接收機(jī)輸入端口之前接W 波段隔離器。在接入待測(cè)件進(jìn)行測(cè)試之前,對(duì)整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)進(jìn)行校準(zhǔn)。

圖16 鏈路噪聲系數(shù)測(cè)試框圖Fig.16 Schematic drawing of test setup of noise figure

圖17 鏈路噪聲系數(shù)測(cè)試Fig.17 The real test setup of noise figure

鏈路增益和噪聲系數(shù)測(cè)試結(jié)果如圖18 所示,在1～3 GHz 的頻帶內(nèi)噪聲系數(shù)低于8.6 dB,在1.5 GHz附近噪聲系數(shù)約為5.8 dB。在測(cè)試中頻帶寬內(nèi),系統(tǒng)增益在39～43 dB 之間。對(duì)比實(shí)際測(cè)試結(jié)果以及表2 中的鏈路指標(biāo)預(yù)算,可見實(shí)測(cè)結(jié)果相比理論值存在一定的衰減,這種衰減是客觀存在且無法避免的,但整體測(cè)試結(jié)果符合設(shè)計(jì)預(yù)期,能夠滿足系統(tǒng)指標(biāo)要求。

圖18 鏈路增益和噪聲系數(shù)測(cè)試曲線Fig.18 Measured gain and noise figure of the RF module

本文設(shè)計(jì)的輻射計(jì)射頻前端系統(tǒng)主要參數(shù)與其他文獻(xiàn)中輻射計(jì)前端系統(tǒng)對(duì)比的結(jié)果如表5 所示。相較于其他文獻(xiàn)的方案,本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)更加簡(jiǎn)單,增益較好,噪聲系數(shù)良好,系統(tǒng)直流功率處于中等水平,整個(gè)輻射計(jì)前端穩(wěn)定性能好。

表5 本文設(shè)計(jì)的超外差式輻射計(jì)與已報(bào)道輻射計(jì)的比較Tab.5 Comparison between the super-heterodyne radiometer designed in this paper and the reported radiometers

3 結(jié)論

本文提出了一種工作于E 波段的超外差式輻射計(jì)射頻前端模型,通過仿真設(shè)計(jì)各鏈路模塊達(dá)到性能要求后,最終加工出了模型系統(tǒng)的實(shí)物并進(jìn)行了實(shí)測(cè),根據(jù)仿真設(shè)計(jì)的性能指標(biāo),結(jié)合芯片手冊(cè),首先對(duì)整體的系統(tǒng)增益和噪聲系數(shù)進(jìn)行了評(píng)估,評(píng)估的噪聲系數(shù)為5.22 dB,增益為47.8 dB,由實(shí)測(cè)結(jié)果可知輻射計(jì)前端系統(tǒng)在77～79 GHz 頻率范圍內(nèi),接收鏈路的增益為(41±2) dB,在1～3 GHz 的中頻帶寬內(nèi)噪聲系數(shù)低于8.6 dB,在1.5 GHz 附近噪聲系數(shù)約為5.8 dB,實(shí)現(xiàn)了預(yù)期設(shè)計(jì)指標(biāo)。實(shí)測(cè)結(jié)果與評(píng)估結(jié)果有一定的誤差,但是在容錯(cuò)范圍之內(nèi),整個(gè)系統(tǒng)達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。與已發(fā)表文獻(xiàn)中的輻射計(jì)前端系統(tǒng)相比,本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)具有低成本、增益好、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、靈敏度高、集成度高、直流功耗低等特點(diǎn)。