摘要：一些運動控制系統(tǒng)，要求伺服驅(qū)動器能夠輸出正交的脈沖，用于反映電機軸的位置信息?，F(xiàn)介紹一種基于定時器和鎖相環(huán)的伺服系統(tǒng)實現(xiàn)可變整數(shù)分頻輸出的方法，即編碼器原始信號經(jīng)運算產(chǎn)生速度信息和位置信息，鎖相環(huán)以一定的響應(yīng)速度跟隨位置信號;由定時器產(chǎn)生一對中心對稱的PWM信號，經(jīng)過移相產(chǎn)生的分頻輸出信號再經(jīng)第二個定時器的正交脈沖接口采樣，形成負反饋閉環(huán)。經(jīng)仿真驗證，該方法可實現(xiàn)產(chǎn)品要求的35～32 767任意整數(shù)分頻。研究成果可為相關(guān)應(yīng)用與研究提供參考。

關(guān)鍵詞：定時器;鎖相環(huán);分頻輸出;伺服系統(tǒng)

中圖分類號：TM921.54? 文獻標(biāo)志碼：A? 文章編號：1671-0797（2022）03-0013-04

DOI：10.19514/j.cnki.cn32-1628/tm.2022.03.004

0? ? 引言

運動控制系統(tǒng)為了監(jiān)視或控制機構(gòu)的運行狀態(tài)，常需驅(qū)動執(zhí)行機構(gòu)的伺服驅(qū)動器將電機編碼器位置信息分頻后，以正交脈沖的形式實時反饋給上位控制系統(tǒng)。對于脈沖型伺服驅(qū)動器，這是常用的方法;對于總線型伺服驅(qū)動器，雖然可以通過總線接口向上位控制系統(tǒng)反饋位置信息，但應(yīng)用中也存在不足之處：一方面，要求上位控制系統(tǒng)總線接口必須與伺服驅(qū)動器總線接口相同或者兼容，另一方面，總線通信周期相對伺服控制周期來說較長，且存在較大通信抖動，對于全閉環(huán)控制難以獲得理想的性能，所以仍然需要將編碼器數(shù)值分頻后通過正交脈沖接口實時反饋到上位控制器[1]。

分頻輸出采用的硬件平臺，一般基于CPLD或FPGA來實現(xiàn)[2]，這就需要在伺服系統(tǒng)中增加額外的邏輯單元，會增加成本和系統(tǒng)復(fù)雜度。

本文方法，硬件上采用MCU芯片自帶的兩個定時器外設(shè)單元：一個定時器利用PWM功能，生成一對頻率可變、占空比為50%的正交脈沖信號;然后將分頻輸出的正交脈沖信號連接到第二個定時器的編碼器接口，對輸出信號進行測量，形成反饋;將分頻輸出脈沖指令信號與反饋信號比較后，利用鎖相環(huán)跟隨指令信號，形成對分頻輸出的自動控制。

本設(shè)計充分利用微處理器豐富的定時器外設(shè)，控制上采用鎖相環(huán)跟隨編碼器輸入信號，在不使用可編程器件的情況下，實現(xiàn)低成本的35～32 767范圍內(nèi)任意整數(shù)分頻輸出，經(jīng)仿真和實驗驗證可達到設(shè)計要求。

1? ? 分頻輸出正交脈沖的方案設(shè)計及實現(xiàn)

1.1? ? 設(shè)計原理

伺服電機位置反饋采用多摩川17位RS485總線式絕對式編碼器[3]，單圈分辨率為131 072。分頻輸出正交脈沖分辨率為35～32 767。系統(tǒng)設(shè)計框圖如圖1所示。

編碼器實時角度θe與反饋的正交脈沖角度θq′比較后形成角度差Δφ，經(jīng)比例放大疊加編碼器速度后形成速度信號ωe。ωe經(jīng)頻率計算后得到正交脈沖頻率ωq，然后通過正交脈沖發(fā)生器產(chǎn)生占空比為50%的脈沖信號。此信號經(jīng)正交脈沖檢測器檢測積分后形成正交脈沖的角度值θq，再經(jīng)角度計算后，形成正交脈沖反饋角度θq′。

當(dāng)編碼器角度θe與正交脈沖角度θq′同相位，那么角度差Δφ為0，正交脈沖輸出頻率正比于編碼器速度;當(dāng)電機加速時，編碼器角度θe超前正交脈沖角度θq′，相位差Δφ增加，導(dǎo)致ωe增加，正交脈沖頻率ωq增加，最終使得反饋角度θq′相位增加，這樣相位差Δφ將會減小;當(dāng)電機減速時，編碼器角度θe滯后正交脈沖角度θq′，相位差Δφ減小，導(dǎo)致ωe減小，正交脈沖頻率ωq減小，最終使得反饋角度θq′相位減小，這樣相位差Δφ將會增加。整個調(diào)節(jié)過程為反饋控制方式[4]，無論電機處于何種運行狀態(tài)，系統(tǒng)總能將相位偏差降低，且積分環(huán)節(jié)可使穩(wěn)態(tài)偏差消除，使分頻輸出角度始終跟隨編碼器角度。

1.2? ? 正交脈沖發(fā)生器

正交脈沖由工作于非對稱PWM模式的定時器產(chǎn)生，其由正交的A、B兩相脈沖和表示零位的Z相信號組成，且三個信號之間有一定的相位要求和占空比要求[5]。定時器在該模式下生成的兩個中心對稱PWM信號間允許存在可編程相移。當(dāng)定時器向上計數(shù)時，若定時器值小于比較寄存器值CCR1，則輸出高電平;反之，輸出低電平。當(dāng)定時器向下計數(shù)時，若定時器值大于比較寄存器值CCR2，則輸出低電平;反之，輸出高電平。正交脈沖輸出過程如圖2所示。

脈沖頻率fp由計數(shù)器的重載寄存器ARR和定時器的16位預(yù)分頻器PSC確定，如式（1）所示：

式中：fck_int為定時器輸入時鐘。

由圖2可知，綜合調(diào)節(jié)比較器CCR1～CCR4的值，即可改變兩路PWM脈沖的占空比和相位。脈沖A與脈沖B要求占空比為50%、相位差90°，可固定脈沖A與定時器三角波中心對稱，只調(diào)節(jié)脈沖B的相位。各比較寄存器值計算如下：

1.3? ? 正交脈沖檢測及Z信號生成

1.3.1? ? 正交脈沖的檢測

將輸出的正交脈沖信號A與B分別連接到第二個定時器TIM2的編碼接口TI1、TI2，并配置為編碼器接口模式。此時，它相當(dāng)于帶有方向選擇的外部時鐘，在兩路信號的每個邊沿進行計數(shù)。當(dāng)A相超前B相時遞增計數(shù)，B相超前A相時遞減計數(shù)，因此其計數(shù)值始終表示正交脈沖的位置信息，計數(shù)方向?qū)?yīng)于旋轉(zhuǎn)方向。工作過程如圖3所示。

1.3.2? ? 產(chǎn)生零位脈沖Z信號

Z信號與A相、B相脈沖有一定時序和精度要求，且Z信號的正脈寬要求為90°。為達到此要求，采用定時器TIM2的輸出比較功能輸出脈沖寬度為1個時鐘寬度的信號作為Z信號。首先，將TIM2重載寄存器TIM2_ARR設(shè)置為分頻脈沖的分辨率Ro，如此，當(dāng)向上計數(shù)達到該值時，定時器將從0開始重新計數(shù)，并產(chǎn)生更新事件。其次，打開定時器TIM2溢出中斷，當(dāng)中斷發(fā)生時，強制輸出Z信號為低電平。最后，在向上計數(shù)時設(shè)置比較寄存器值為1，向下計數(shù)時設(shè)置比較計數(shù)器值為Ro-1，當(dāng)比較匹配時，Z信號設(shè)置為自動翻轉(zhuǎn)。

1.4? ? 鎖相環(huán)

鎖相環(huán)的作用是穩(wěn)定分頻輸出的角度，即正交脈沖的個數(shù)，實時跟蹤電機編碼器角度值。鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)圖如圖4所示，由負反饋調(diào)整回路實現(xiàn)。

鎖相環(huán)角度輸出如下：

式中：speede為編碼器速度;Rq為分頻輸出脈沖分辨率;θe為編碼器角度;ωq為正交脈沖頻率;kpll為鎖相環(huán)比例環(huán)節(jié)增益。其中，角度θe和θq以標(biāo)幺值計算，用數(shù)字0～1表示0°～360°;speede單位為Hz，1 Hz表示旋轉(zhuǎn)速度為1 r/s。

比例環(huán)節(jié)增益kpll應(yīng)盡量大，以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，有利于快速跟隨輸入信號;但同時也要足夠小，以減少輸出頻率抖動引發(fā)的干擾。其值可通過仿真和調(diào)試進行合理選取。

2? ? 分頻輸出脈沖自動控制仿真與實驗驗證

2.1? ? 控制系統(tǒng)的Simulink仿真

系統(tǒng)Simulink模型如圖5所示。正交脈沖發(fā)生器模塊QEP_generator是利用Simulink基本模塊單元搭建的，用于模擬MCU定時器外設(shè)產(chǎn)生正交PWM;正交脈沖檢測模塊QEP_detector用于模擬MCU定時器編碼器接口進行正交脈沖計數(shù);其他比例、積分模塊采用標(biāo)準的Simulink模塊實現(xiàn)[6]。

通過調(diào)節(jié)kpll值觀察模型的階躍響應(yīng)，以初步找出kpll的合適范圍，為實驗驗證提供較為準確的值，階躍響應(yīng)如圖6所示。系統(tǒng)采樣頻率10 kHz，仿真時長0.1 s，在0.01 s編碼器速度由0 r/min變化至600 r/min，角度誤差經(jīng)過0.02 s收斂至穩(wěn)定值。經(jīng)仿真比較，隨著增益kpll增大，收斂逐漸加快;當(dāng)kpll大于0.4時，會出現(xiàn)超調(diào)且能夠收斂;當(dāng)kpll等于1.0時，系統(tǒng)出現(xiàn)震蕩且無法收斂。為減少系統(tǒng)震蕩，將系統(tǒng)調(diào)節(jié)為過阻尼狀態(tài)。根據(jù)調(diào)參仿真，kpll以不大于0.4為好。

2.2? ? 實驗驗證

2.2.1? ? 實驗平臺與實驗方法

采用四橫電機SH660系列220 V/400 W交流伺服驅(qū)動器作為實驗平臺（圖7）來驗證本文所提分頻輸出方法。伺服電機安裝17位多圈絕對式編碼器，額定轉(zhuǎn)速3 000 r/min，設(shè)置分頻輸出4倍頻后分辨率為10 000。分頻正交脈沖由Micsig STO1104C示波器采樣，脈沖計數(shù)由J-Scope采樣并顯示。實驗操作使用四橫電機公司的伺服系統(tǒng)調(diào)試軟件ShMotion，利用調(diào)試軟件位置點動功能，設(shè)定點動脈沖數(shù)位20 000，單圈脈沖數(shù)10 000，最高速度設(shè)定為600 r/min。調(diào)試軟件啟動位置點動功能后，伺服電機以設(shè)定速度先反向運轉(zhuǎn)720°再正向運轉(zhuǎn)720°，用示波器和J-Scope同時采集分頻輸出脈沖，對設(shè)計方法進行驗證。

2.2.2? ? 正交脈沖相位驗證

正向旋轉(zhuǎn)波形如圖8所示，可以看出，正交脈沖A相超前B相90°，頻率為25 kHz。修改點動脈沖數(shù)位-20 000，反向旋轉(zhuǎn)波形如圖9所示，可以看出反向運轉(zhuǎn)時B相超前A相90°，頻率為25 kHz。根據(jù)實驗結(jié)果，分頻輸出信號特征符合產(chǎn)品要求。

2.2.3? ? 分頻輸出脈沖位置跟隨性驗證

J-Scope采集位置跟隨波形如圖10所示，在反向旋轉(zhuǎn)時，分頻輸出脈沖信號跟隨編碼器脈沖以下降鋸齒波的形式在0～10 000之間變化。

在完成反向運動20 000個脈沖后，電機減速停止到初始位置，開始正向運動。正向運動時，分頻輸出脈沖跟隨編碼器脈沖以上升鋸齒波的形式在0～10 000之間變化，完成正向運動20 000個脈沖?？梢钥闯?，分頻輸出角度能夠較好地跟隨編碼器角度。

3? ? 結(jié)語

綜上所述，本文介紹了一種基于定時器和鎖相環(huán)實現(xiàn)伺服系統(tǒng)可變整數(shù)分頻輸出的方法，使用微控制器兩個定時器外設(shè)，控制方法上采用比例積分環(huán)節(jié)構(gòu)成鎖相環(huán)，無須CPLD或FPGA器件，在伺服系統(tǒng)原有的MCU上就可實現(xiàn)，具有明顯的成本優(yōu)勢。通過仿真和實驗，在伺服系統(tǒng)5 000 r/min速度范圍內(nèi)，該方法可實現(xiàn)產(chǎn)品要求的35～32 767任意整數(shù)分頻。該方法在低速范圍內(nèi)還可提供倍頻輸出，但囿于定時器PWM的輸出頻率，高速倍頻會受到限制。

[參考文獻]

[1] 丁信忠，嚴彩忠.伺服系統(tǒng)等占空比任意小數(shù)分頻研究[J].微電機，2018，51（7）：40-43.

[2] 汪虹，李宏.基于FPGA的等占空比任意整數(shù)分頻器的設(shè)計[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2005（16）：8-9.

[3] 姜燕平.多摩川絕對式編碼器特點和應(yīng)用[J].電梯工業(yè)，2006（1）：14-15.

[4] 胡壽松.自動控制原理[M].6版.北京：科學(xué)出版社，2015.

[5] 楊金波，殷春輝，趙晶.正交脈沖分頻系統(tǒng)設(shè)計[J].測控技術(shù)，2015，34（7）：144-146.

[6] 孫忠瀟.Simulink仿真及代碼生成技術(shù)入門到精通[M].北京：北京航空航天大學(xué)出版社，2015.

收稿日期：2021-11-19

作者簡介：針躍軍（1983—），男，山西人，工程師，研究方向：伺服控制系統(tǒng)。