司家睿，陳斐煜，田佳辰

（東南大學，江蘇南京 211100）

在現實生活中，某些機構對于電能的穩(wěn)定性要求極高，如銀行、醫(yī)院等[1]。因此，這些機構需要有相應的裝置在常規(guī)供電被切斷時臨時為其中的用電設備供電，UPS在線不間斷電源由此誕生[2]。UPS設備曾使用飛輪和內燃機為負載提供電能供應，然而由于體積、噪聲較大，逐漸更迭為使用蓄電池來作為電源。

目前，新能源技術正在蓬勃發(fā)展，并被用于電力系統(tǒng)的各個領域。傳統(tǒng)UPS 設備存在給蓄電池充電時電能損耗的問題，故有必要設計結合新能源技術的UPS 系統(tǒng)，提高UPS 系統(tǒng)的高效性、節(jié)能性，使其適應電力設備發(fā)展潮流[3]。本系統(tǒng)使用光伏元件向蓄電池供電，實現了綠色能源在UPS 設備中的應用。

該論文介紹光伏供電下UPS 系統(tǒng)的構成、系統(tǒng)的控制邏輯及參數的分析算法，并對系統(tǒng)的穩(wěn)定性進行了分析與總結。

1 核心部件電路設計分析

1.1 電路整體架構

所設計的系統(tǒng)擬實現低電壓等級的有效值輸出（50 V），故各分支電路參數應與之相適應。

220 V 單相交流電經過整流、直流變換、逆變器等環(huán)節(jié)得到50 Hz 正弦輸出供給負載用電。

圖1 給出系統(tǒng)工作的流程框圖及使用到的電路拓撲。

圖1 系統(tǒng)框圖

1.2 變壓與整流設計

將自耦變壓器與隔離變壓器級聯(lián)并接入220 V單相交流市電，產生50 V 以內單相交流電，經過經典單相全波整流電路以及4 700 μF/100 V 電容濾波實現整流[4]。不同于半波整流的是，全波整流的效率更高，可以減小整體電路的損耗，使系統(tǒng)效率升高。

無電容濾波時，起始導電角δ=0°，導通角θ=180°，整流橋輸出Ud=0.9U2。設R為后級等效電阻，在ωRC由零增加至無窮大時，δ由0°增至90°，θ由180°減至0°，Ud由0.9U2增至1.414U2。

由于不能準確計算后級等效電阻R，經過實驗，得出整流橋輸出Ud≈1.3U2。

圖2 給出了單相全波整流電路的拓撲結構。

圖2 單相全波整流電路

1.3 光伏元件、蓄電池選型及電路設計

蓄電池組由4 節(jié)串聯(lián)的BA225030 構成，實驗得正常工作時端電壓UB=21 V；光伏元件使用多晶硅APM18P5W27X27，峰值電壓為8.75 V，峰值電流為0.57 A。

由于光伏元件輸出不穩(wěn)定，而蓄電池要求恒流充電，故采用一個電流型BOOST 實現光伏元件對蓄電池的恒流充電；由于蓄電池輸出電壓不是標準直流，故采用一個整流電路使蓄電池接入電網的電壓是標準直流。

顯然，BOOST 電路不能同時有兩個輸入電壓，故蓄電池與BOOST 之間使用一繼電器相連接，實現輸入電壓來源的切換。

當電網供電時，光伏元件向蓄電池提供電能；當電網供電切斷時，蓄電池釋放電能維持用電設備工作。

1.4 直流變換電路設計

1.4.1 升降壓電路比例計算

根據以上設計，變壓整流后的直流電壓為：

為使電網供電模式下和蓄電池供電模式下BOOST 電路輸入電壓相差不大，BUCK 電路輸出電壓應近似等于蓄電池電壓，故BUCK 電路增益為：

BOOST電路輸出電壓為逆變器輸入電壓，考慮損耗，對于逆變器，有URMS≈0.95Uin，故BOOST 電路增益為：

初始占空比為：

此外，在逆變器輸出端進行電壓有效值采樣，通過PID 調整控制BOOST 電路占空比的變化。

1.4.2 降壓電路及其參數計算

降壓電路采用經典的BUCK 拓撲，由微控制器輸出PWM 波，PWM 波的占空比為33%，將輸入電壓縮小3 倍后供給后級電路，使交流輸入在30～50 V 范圍內時均可以在BOOST 電路輸入端得到合適的電壓，便于后級電路升壓到指定值。

BUCK 電路在CCM 工作模式下負載電流連續(xù)，帶負載能力強。所以使其工作在CCM 工作模式，此時Uo=UDCD，D為占空比且D=0.33。開關頻率高，會增大電路損耗；開關頻率低，會增大輸出電壓脈動幅度。為減小損耗，應在MOSFET 允許的頻率范圍內選取較低的開關頻率。取開關頻率為30 kHz，臨界電感值為：

為使其工作在CCM 模式下，選取1 mH 電感，鐵芯材料為鐵硅鋁，在30 kHz 下不易飽和。

1.4.3 升壓電路及其參數計算

升壓電路采用典型的BOOST 拓撲，由微控制器輸出PWM 波，同時在逆變器輸出端進行有效值采樣，閉環(huán)調節(jié)BOOST 輸出電壓，使輸出電壓穩(wěn)定在50 V 有效值。

取開關頻率為30 kHz，計算電感值得：

為使電感工作在CCM 模式下，選取1 mH 電感。

1.5 逆變器設計

逆變主拓撲采用全橋結構。由微控制器輸出的SPWM波，經過IR2110驅動芯片驅動后可直接驅動4個MOSFET 管CSD19535組成的H 橋逆變電路。TI公司的CSD19535場效應晶體管可在功率轉換應用中最大限度地降低損耗；采用IR2100驅動芯片通過外部自舉電路可同時驅動高低端MOSFET，無需外部提供獨立電源，使電路簡單化，同時可以程控死區(qū)，便于調節(jié)[5-10]。

主拓撲中H 橋輸出接LC 濾波電路。對于逆變器LC 的選擇如下：

其中，ρ一般取額定負載的0.4～0.8 倍，fc一般取開關頻率的0.04～0.1 倍。代入系統(tǒng)參數，取電感為1 mH，CBB 電容為4.7 μF。通過LC 濾波器參數可計算出截止頻率為：

可以濾除輸出正弦波中的高次諧波，同時不對基波起衰減作用。輸出兩端口再分別對地接容值為1 μF 的CBB 電容對地濾波，使輸出正弦波失真度盡可能地低。

全橋有源逆變器的拓撲結構如圖3 所示。

圖3 逆變器拓撲結構

2 系統(tǒng)軟件設計分析

2.1 輸出電壓、電流有效值的采樣

輸出電壓有效值由AD637 芯片輸入至單片機ADC。觀察到AD637 芯片輸出電壓經過濾波后仍帶有毛刺，在處理ADC 采樣值時使用了數字濾波，并進行了平均值隊列處理，具體流程如下：

建立一個數組，該數組的每個成員為一個采樣周期內ADC 值的平均值。在每個采樣周期結束時，拋棄數組中最舊的單元，將該采樣周期內的平均值作為新的單元存放在數組中。該數組的平均值可視為采樣周期內輸出電壓的平均值，即正弦信號直流分量。由該平均值可進一步計算輸出電壓的有效值。

該處理方法的優(yōu)勢為，增加了采樣點個數的同時，沒有擴大采樣周期，可以使得輸出有效值的測量更為精準、快速。

輸出電流通過霍爾傳感器模塊轉化為交流電壓信號，處理方式同上。

2.2 逆變器輸出電壓恒壓控制

逆變器輸出電壓主要受到逆變器輸入電壓和SPWM 信號控制?？紤]到SPWM 信號的穩(wěn)定程度對輸出波形失真度影響較大，采用控制逆變器輸入電壓的策略。

交流供電時，逆變器的輸入電壓由交流市電經過隔離變壓器、整流橋、BUCK 電路降壓、BOOST 電路升壓得到；蓄電池供電時，直流電通過BOOST 電路接至逆變器?？蓡为毧刂艬UCK 電路或BOOST 電路或同時控制。由于BOOST 電路存在于兩個回路中，故單獨閉環(huán)控制BOOST 電路更為簡潔、可靠。

逆變器輸出電壓設定值為50 V 有效值，與采樣得到的輸出電壓有效值進入PID 控制器，PID 控制器的輸出作為BOOST 電路占空比，調整BOOST 電路輸出電壓，最終使得逆變器輸出電壓趨于有效值。

2.3 繼電器控制

交流供電時，繼電器保持常開狀態(tài)。在交流電斷開時，應立即使繼電器閉合，切換至直流供電。當檢測到系統(tǒng)的輸入電壓發(fā)生階躍性下降（由30～50 V突變至0 V）時，控制單片機引腳輸出一個邏輯高電平至NPN 型三極管基級，通過驅動電路使得繼電器閉合，從而切換至蓄電池供電。

圖4 給出了繼電器的驅動電路。

圖4 繼電器驅動電路

2.4 過流、過壓保護

單片機實時檢測輸入電壓、輸出電流，當檢測到輸入電壓過大或輸出電流過大時，進行過壓/過流保護。此時禁用所有PWM 通道，使得所有MOSFET 關斷，切斷回路，防止過壓/過流帶來的損害[11-12]。

3 系統(tǒng)功能驗證及分析

3.1 系統(tǒng)輸出穩(wěn)定性測試

1）交流供電，U1=50 V，輸出交流電流Io=1 A 時，控制輸出交流電壓Uo=50 V，頻率f=50 Hz。表1給出輸出穩(wěn)定性測試結果。

表1 穩(wěn)定性測試

2）Io在0.1～1 A 范圍變化，測定負載調整率；U1在30～50 V 范圍變化，測定電壓調整率。表2 給出了負載調整率測試結果，式（11）給出了計算式，表3 給出了電壓調整率測試結果，電壓調整率如式（12）所示。

表2 負載調整率的測試結果

表3 電壓調整率的測試結果

3）系統(tǒng)輸出電壓失真度測試。表4 給出失真度測試結果。

表4 失真度的測試結果

3.2 系統(tǒng)動態(tài)響應性能測試

將交流電壓側切斷，系統(tǒng)應在短時間內切換至蓄電池供電，對此響應時間進行測試[13-16]。表5 給出動態(tài)響應性能測試結果。

表5 動態(tài)響應性能測試

3.3 系統(tǒng)效率分析

該系統(tǒng)主要解決了蓄電池充電損耗，但在各級變換電路中仍存在系統(tǒng)損耗。表6 給出效率分析結果。

表6 系統(tǒng)效率分析

3.4 系統(tǒng)整體性能分析

根據國家標準GB/T 14715-2017，單相UPS 設備負載調整率SI＜10%，電壓調整率SU＜10%，輸出電壓失真度THD ＜5%，開關切換時間T＜100 ms，該系統(tǒng)均滿足要求[17-19]。

由于采用光伏供電，故蓄電池充電損耗可以不計，使系統(tǒng)效率升高；光伏供電也提高了系統(tǒng)的節(jié)能性。輸出電壓的低負載調整率表明系統(tǒng)具有較強的帶負載能力；低失真度的輸出波形給負載提供了較好的工作狀態(tài)。

4 結論

光伏供電下的UPS 系統(tǒng)[20-22]填補了新能源技術在UPS 設備中的空白，減少了蓄電池的充電損耗，使UPS 設備更節(jié)能、對環(huán)境更友好。

該系統(tǒng)通過電路參數、控制策略的設計，實現了特定電壓等級下光伏供電不間斷的功能。實驗結果表明，系統(tǒng)具有精度高、穩(wěn)定性強的特點，可以應用于線性設備的持續(xù)供電。

系統(tǒng)受限于器件參數，只能在相對低電壓等級下工作，輸出電壓具有幅值限制，不能滿足所有用電設備的需求；且系統(tǒng)中其他變換電路還存在一定損耗，仍有進一步提升電源效率的空間。