劉天賜，喬 雙

(東北師范大學物理學院，吉林 長春 130024)

0 引言

中子管利用加速極電源高壓將離子源產(chǎn)生的離子引出并加速轟擊靶極，與吸附在靶極上的氘氚氣體發(fā)生核反應，從而釋放中子.按照氘氚反應截面，為了產(chǎn)生元素分析、石油測井所需要的中子產(chǎn)額，中子管需要加-90～-120 kV的高壓.由于中子管束流一般小于100 μA，因此加速極電源的功率要求不是很高.而加速極電源中的核心部件是高頻變壓器.目前市場上的變壓器有的體積龐大而笨重，有的功耗大、效率低，均不適用于中子發(fā)生器.因而研制一種體積小、重量輕、低功耗的變壓器具有很高的工程應用價值.對于高頻變壓器來說，當電壓變化率較大時，必須考慮分布電容和漏感等因素引起的電壓波形畸變[1-4].本文的設計思路是增加去磁回路抑制變壓器偏磁問題，采用分段分組繞制法減小分布電容.通過脈寬調制芯片SG3525輸出兩路占空比可調、相位相反的PWM信號，經(jīng)過高頻變壓器后輸出高壓.

1 SG3525的功能簡介

圖1 SG3525芯片功能引腳圖

SG3525是美國硅通用半導體公司的產(chǎn)品，其內部具有參考電壓產(chǎn)生電路、振蕩器、誤差放大器和軟啟動控制電路等[2].通過調節(jié)SG3525的5腳電容CT和6腳電阻RT改變PWM的頻率.調節(jié)9腳COMP的補償電壓改變輸出脈寬.SG3525芯片功能引腳圖如圖1所示.

2 設計方案

推挽電路中變壓器雙向勵磁，通態(tài)損耗小，驅動電路簡單.加速極電源需要輸入與輸出端隔離，因此主電路選用隔離型推挽結構.這種結構適合低壓輸入變換場合，鐵芯利用率高，有利于減小變壓器的體積和質量.開關器件選取IGBT，其耐壓為輸入電壓峰值的2倍，通過計算選取G40N60.

推挽電路由脈寬調制芯片SG3525、開關管Q1和Q2、一個帶有中心抽頭的變壓器T和假負載組成.變壓器初級線圈由中心抽頭分為N11和N12兩部分，兩個開關管的漏極各連接到N11和N12的一端，輸入電壓接在變壓器中心抽頭和兩個開關管源極之間.UG1和UG2是開關管柵極輸入的矩形脈沖，驅動Q1和Q2交替導通.推挽變換電路如圖2所示.

圖2 推挽變換電路

3 變壓器設計

3.1 磁芯選擇

目前，變壓器磁芯材料有以下幾種：鐵氧體、坡莫合金和非晶合金.選擇磁芯材料時，磁通密度、磁導率、磁芯損耗以及材料價格是重要考慮因素[3-4].其中鐵氧體價格低廉，材質與磁芯規(guī)格齊全，高頻損耗較小.它的初始磁導率比非晶合金低得多，磁化曲線具有緩慢飽和的特性，對于推挽變壓器的設計比較有利，同時減少偏磁的影響.綜合考慮，高頻變壓器磁芯選擇錳鋅鐵氧體.

3.2 磁通密度

為了避免高頻變壓器磁芯飽和，工作磁通密度小于飽和磁通密度的1/3.錳鋅鐵氧體飽和磁通密度為0.5 T，因此工作磁通密度為0.16 T.

3.3 磁芯參數(shù)

根據(jù)功率變壓器設計的經(jīng)驗，選擇雙UY16錳鋅鐵氧體磁芯(磁芯參數(shù)見表1)，通過計算磁芯的輸出功率，驗證磁芯功率容量的合理性.

表1 UY16磁芯參數(shù)

3.4 變壓器設計方法

變壓器常用的設計方法有兩種，分別是AP法和Kg法[5].AP法根據(jù)變壓器傳輸功率求出磁芯窗口面積Aw與磁芯截面積Ae的乘積AP，查表找出磁芯編號，再設計變壓器原、副邊繞組[5-7].本文采用AP法設計變壓器，確定該法設計的變壓器滿足要求.

利用AP法選取磁芯的計算式為[5]

(1)

式中：PT為變壓器的視在功率(W)；Ae為磁芯截面積(mm2)；Aw為磁芯窗口面積(mm2)；Bw為磁芯工作磁通密度(T)；f為開關頻率(Hz)；ku為波形系數(shù)，方波的波形系數(shù)取為4；kc為繞組窗口填充系數(shù)，典型值取為0.4；J為導線的電流密度，一般取4 A/mm2.

3.5 變壓器型號

(1)式中變壓器的視在功率與電路結構相關[5].變壓器原邊有中心抽頭，副邊輸出交流電壓，PT計算公式為

(2)

將PO=100 W，η=0.85代入，得到PT為266 W.考慮20%的裕度，通過計算得到AP=15 585.6 mm4.查閱磁性元件手冊，選擇UY16鐵氧體磁芯，該磁芯具有較大的矩形截面積、寬窗口、形狀簡單和繞制方便等優(yōu)點，磁芯外形結構如圖3所示.

圖3 磁芯外形結構

本次設計的變壓器磁芯，其參數(shù)選擇如下：

a=60.67 mm；b=30.50 mm；c=17.00 mm；e=18.17 mm；f=30.14 mm；Ae=176.60 mm2.

窗口面積為

AP=B×E×Ae.

(3)

經(jīng)過計算，變壓器符合設計要求.

3.6 繞組匝數(shù)

(1) 原邊繞組匝數(shù)

為保證一個周期內磁芯順利復位，電路中每個開關管的占空比設為40%，則變壓器的原邊匝數(shù)為

(4)

式中：T為方波周期；ΔB為磁通密度變化量，等于2BW；Uinmax為變壓器原邊輸入電壓最大值.

計算可得原邊繞組匝數(shù)為22匝，由于有兩個原邊，因此原邊繞組匝數(shù)共有44匝.

(2) 副邊繞組匝數(shù)

副邊匝數(shù)可為

(5)

副邊匝數(shù)為8 800匝.

3.7 繞組導線的選擇

高頻變壓器輸出電壓12 kV，輸出電流6 mA，輸出功率72 W.本文將變壓器最大輸出功率設為100 W.假設變壓器效率為85%，則初級電流公式為

(6)

式中：I1為變壓器初級電流(A)；η為推挽變壓器效率；PO為輸出功率(W).

將數(shù)據(jù)帶入公式(6)中，計算可得初級電流為1.96 A.

在常規(guī)設計變壓器時繞組電流密度選取4 A/mm2(由于有中間抽頭，I1乘以0.707)，則初級繞組導線面積計算公式為

(7)

式中：S1為初級繞組導線面積(mm2)；I1為初級繞組電流(A)；J為電流密度4 A/mm2.

變壓器次級輸出最大電流為6 mA，由計算可得次級繞組導線面積公式為

(8)

式中：S2為次級繞組導線面積(mm2)；I2為次級繞組電流(A)；J為電流密度4 A/mm2.

經(jīng)計算得出導線線徑結果，留出裕量后，初級繞組選擇直徑為0.8 mm的漆包線，次級繞組選擇直徑為0.05 mm的絕緣線.

3.8 變壓器的繞組結構

圖4 高頻變壓器實物圖

變壓器發(fā)生串聯(lián)諧振時，電容兩端電壓高出工作電壓，增大對變壓器耐壓的要求.因而在變壓器繞制過程中，需要減少分布電容和漏感.假設各層電容相等，繞組共有m層，其中分布電容C次=N次C/m.式中C為次級繞組電容，N次為次級繞組匝數(shù).當N次一定時，層數(shù)越多分布電容越小[8].為了減小分布電容，采取分段分組繞制法增加層數(shù)，減小每層匝數(shù)[9].分段分組繞制法還較好地解決了變壓器的絕緣問題[10].高頻變壓器實物如圖4所示.

3.9 高頻變壓器的偏磁抑制

偏磁是變壓器鐵芯工作磁滯回線中心點偏離零點，正反向脈沖過程中磁通工作狀態(tài)不對稱的現(xiàn)象，即正、負半波的伏秒數(shù)不相等[11].變壓器磁通隨著周期的重復逐次增加，鐵芯出現(xiàn)飽和，導致勵磁電流增加而燒壞開關管，因此在設計變壓器時必須消除直流偏磁現(xiàn)象[12].本文采用的方法是增加去磁回路和容性元件，對直流進行隔離.選擇合適的電容和電感，抑制直流偏磁和減小開關器件的損耗[13].圖5為抑制變壓器偏磁的逆變電路原理圖.

圖5 抑制變壓器偏磁的逆變電路

4 高頻變壓器測試分析

4.1 變壓器參數(shù)測試

高頻變壓器決定加速極電源性能的好壞，實際應用中由于容量、損耗、電磁干擾等外界因素，使得變壓器的效率不穩(wěn)定，因此提高效率與電路的穩(wěn)定性是很重要的一項工作.本文分別在輸入為5，10，15 V的情況下進行測試，實驗數(shù)據(jù)如表2所示.

表2 輸出電壓隨頻率變化的測試結果

由表2可知，當變壓器頻率為20 kHz時，輸出電壓峰值最高.

4.2 輸出性能測試

為了讓測試更加貼近實際應用，本文對高頻變壓器帶負載(R=2 MΩ)測試，測量電阻為2 kΩ.在10，15，20，25 kHz 4種頻率的測試情況下，電壓和電流的輸出特性如表3—6所示.

表3 頻率10 kHz時的測量結果

表4 頻率15 kHz時的測量結果

表5 頻率20 kHz時的測量結果

表6 頻率25 kHz時的測量結果

由負載條件下的電壓和電流的關系可知，變壓器實現(xiàn)輸出電壓0～12 kV連續(xù)可調，效率達到84%.本文分別采用10，15，20，25 kHz 4種頻率對變壓器進行測試，測試結果如表7和8所示.

表7 頻率為10和15 kHz時的測試結果

表8 頻率為20和25 kHz時的測試結果

利用示波器測試不同頻率下的高頻變壓器的輸出功率和轉換效率.當頻率為20 kHz時，盡管低于25 kHz時的轉換效率，但是其輸入低壓時，輸出電壓峰值最高.最后得出的效率與假設計算時的效率相符合.綜合考慮，采用20 kHz作為變壓器工作頻率.

根據(jù)電磁感應定律可以證明[14]

E1=4.44fN1BwS.

(9)

式中：f為變壓器頻率(Hz)；N1為繞組匝數(shù)；Bw為磁芯工作磁通密度(T)；S為鐵芯截面積(mm2).

當額定電壓E1一定時，頻率f和磁通密度Bw成反比例關系.隨著頻率的升高，磁通密度減小，變壓器磁芯鐵耗和勵磁電流也減小.則有

(10)

式中：P1為變壓器輸入功率(W)；P2為變壓器輸出功率(W)；PFe為變壓器磁芯鐵耗(W)；PCu為變壓器繞組損耗(W).

變壓器在空載情況下測得的功率存在磁芯鐵耗和繞組損耗，繞組損耗對應的電流很小，因此變壓器消耗的功率近似認為是磁芯鐵耗.在高頻變壓器中，繞組損耗大小取決于負載電流.負載電流與初級電壓成正比例關系，但是增加的幅值非常小，可忽略不計.根據(jù)(9)式和(10)式可知，當頻率升高時，效率也隨之增大.

4.3 負載波形測試

高頻變壓器測試電路的負載使用大阻值、小功率的電阻.基于推挽電路設計方式，負載兩端接入的是上千伏高壓，考慮到示波器的耐壓值，測試波形需要取樣電阻和高壓探頭，避免損壞測試設備.最終得到的變壓器原、副邊電壓波形(如圖6所示).

圖6 變壓器原、副邊電壓波形

由圖10可知，脈沖調制芯片輸出兩路頻率為20 kHz的PWM波，它們占空比相同，相位相差180°，驅動IGBT實現(xiàn)推挽的功能.變壓器副邊輸出正弦交流信號，波形平滑且無失真.

5 總結

本文根據(jù)中子發(fā)生器的工作要求，詳細介紹了加速極電源高頻變壓器的設計過程和實驗結果.在大量實驗數(shù)據(jù)的基礎上，分析頻率與功率、輸出電壓、效率之間的關系.實驗結果表明，高頻變壓器低壓輸入時，輸出電壓波形在頻率取10～25 kHz范圍內有先增后減的趨勢.當頻率為20 kHz時，輸出電壓幅值最大.為了進一步確定變壓器的工作頻率，將頻率為10，15，20，25 kHz時的測試數(shù)據(jù)逐個比較，效率分別提升了11.96%，16.73%，6.05%.與此同時，隨著頻率的提升，僅需更少的輸入電壓就能實現(xiàn)12 kV高壓輸出.綜合考慮，最終確定高頻變壓器的工作頻率為20 kHz，效率達到84%，變壓器的設計滿足了課題的要求.