王 森，王 雪，霍 翔，饒永南

(1.中國科學(xué)院國家授時(shí)中心，陜西西安710600；2.中國科學(xué)院大學(xué)電子電氣與通信工程學(xué)院，北京101408；3.中國科學(xué)院精密導(dǎo)航定位與定時(shí)技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，陜西西安710600)

1 引言

衛(wèi)星有效載荷基帶導(dǎo)航信號生成、傳輸、播發(fā)過程中受各類失真及非理想因素的影響，導(dǎo)致衛(wèi)星導(dǎo)航信號發(fā)生畸變，直接影響導(dǎo)航系統(tǒng)跟蹤精度和測距性能[1]。受星載設(shè)備的限制，衛(wèi)星導(dǎo)航基帶信號生成頻率較低，有效載荷射頻通道播發(fā)導(dǎo)航信號需實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)的頻率變換達(dá)到播發(fā)頻率，因此變頻器必不可少的存在于每一個(gè)導(dǎo)航衛(wèi)星和通信衛(wèi)星載荷中，其非理想特性直接影響導(dǎo)航信號性能，最終導(dǎo)致測距誤差的出現(xiàn)。針對引起導(dǎo)航信號畸變原因及其對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響展開研究，可為衛(wèi)星有效載荷射頻通道設(shè)計(jì)提供參考。

射頻通道變頻器的作用是實(shí)現(xiàn)衛(wèi)星導(dǎo)航基帶信號上變頻到射頻信號的過程，一般有三種變頻方式，分別為直接上變頻方式、兩次上變頻方式、直接正交上變頻方式。直接上變頻方式具有電路設(shè)計(jì)簡單、成本低等優(yōu)點(diǎn)，但由于射頻濾波器設(shè)計(jì)要求相對帶寬非常小，在實(shí)際工程中很難實(shí)現(xiàn)，且不能很好的濾除本振信號[2]；兩次上變頻方式作為導(dǎo)航信號模擬源通常采用的射頻電路變頻方式，可得到較好的信號質(zhì)量，但經(jīng)過兩次變頻、高功率放大器、濾波器等器件，特別是中頻段、射頻段的兩級濾波器，影響信號帶寬內(nèi)通帶平坦度、相位線性度，且電路實(shí)現(xiàn)體積偏大，增加電路設(shè)計(jì)的功耗、成本和調(diào)試難度[3]；直接正交上變頻方式可通過一級混頻實(shí)現(xiàn)上變頻過程，不需要經(jīng)過濾波器即可達(dá)到很好的效果，降低整個(gè)發(fā)射機(jī)體積、重量、功耗和成本，得到了廣泛應(yīng)用。但這種方式存在不同支路分量不平衡的問題，例如正交輸入信號與正交本振信號幅度、相位不平衡以及直流偏置等問題[4]。文獻(xiàn)[5]研究了直接正交上變頻發(fā)射機(jī)中邊帶和本振泄漏問題，推導(dǎo)了調(diào)制信號和本振信號I/Q幅度、相位不平衡與邊帶及本振泄漏抑制的定量關(guān)系，但研究模型未考慮信道非理想對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響。文獻(xiàn)[6]研究了I/Q幅相誤差對導(dǎo)航信號測距零值的影響，但研究模型將部分模型參數(shù)理想化，相比實(shí)際信道特性有所差異。文獻(xiàn)[7]分析了不同變頻方式的優(yōu)劣，以正交上變頻方式作為研究對象，分析了變頻方式中的邊帶抑制等指標(biāo)影響因素，但研究未從導(dǎo)航信號畸變角度分析變頻器對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響。

針對上述現(xiàn)狀，本文基于直接正交上變頻方式進(jìn)行研究，建立衛(wèi)星導(dǎo)航基帶信號直接正交上變頻I/Q失真模型，仿真分析了I/Q支路分量中存在直流偏置、本振泄漏、I/Q失配、諧波分量、相位噪聲影響因素對導(dǎo)航信號性能、載波跟蹤性能產(chǎn)生的影響，將相關(guān)損耗、S曲線過零點(diǎn)偏差、S曲線過零點(diǎn)斜率偏差、星座圖、功率譜密度、碼片時(shí)域波形作為性能評估指標(biāo)，與經(jīng)濾波器輸出導(dǎo)航信號進(jìn)行對比。

2 直接正交上變頻方式I/Q失真模型

衛(wèi)星有效載荷射頻通道模型如圖1所示，導(dǎo)航信號基帶生成，經(jīng)過恒包絡(luò)處理，首先通過前置濾波器濾除鏡頻信號和諧波信號后，變頻器對其進(jìn)行上變頻調(diào)制，再通過后置濾波器濾除無用帶外雜散和諧波信號，經(jīng)過高功率放大器進(jìn)行非線性放大，最后通過多工器合成信號由天線播發(fā)。本文主要研究直接正交上變頻方式對導(dǎo)航信號產(chǎn)生的影響，即圖1虛框內(nèi)的分析模型。其中，濾波器采用理想帶限濾波器，消除濾波器的附加影響，且前后濾波器的帶寬相等。

圖1 導(dǎo)航衛(wèi)星有效載荷射頻通道模型

變頻器在理想情況下，僅產(chǎn)生差頻及和頻的載波信號，使基帶導(dǎo)航信號上變頻為射頻信號；實(shí)際情況下，基帶信號可能存在直流分量且變頻器可能存在時(shí)延、增益、相位等非理想影響因素。針對實(shí)際環(huán)境下直接正交上變頻情況，建立如圖2所示的直接正交上變頻I/Q失真模型。

圖2 直接正交上變頻I/Q失真模型

如圖2所示，SI(t)、SQ(t)分別表示I、Q支路基帶信號，τI、τQ分別表示I、Q支路時(shí)延分量，DI、DQ分別表示I、Q支路直流偏置分量，AI、AQ分別表示I、Q支路幅度增益，ωc表示載波中心頻率，φ表示I、Q支路正交相位偏差，SIF(t)表示射頻信號，表達(dá)式為

SIF(t)=AI(SI(t-τI)+DI)cos(ωct)-

AQ(SQ(t-τQ)+DQ)sin(ωct+φ)

(1)

根據(jù)式(1)，分解直接正交上變頻方式中存在的直流偏置、本振泄漏、I/Q失配、諧波分量、相位噪聲失真參數(shù)[8]，將各失真參數(shù)等效到基帶分析模型中。

1)直流偏置對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響

存在直流偏置影響因素時(shí)，I、Q支路等效基帶信號表達(dá)式為

Sbase_I(t)=xi(t)+di+DI

(2)

Sbase_Q(t)=xq(t)+dq+DQ

(3)

式中，xi(t)、xq(t)分別表示理想基帶I、Q支路信號，di、dq分別表示I、Q支路基帶信號中存在的直流分量。根據(jù)式(2)、(3)，研究直流偏置影響因素對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響，等效基帶分析模型在理想基帶信號基礎(chǔ)上增加直流偏置分量；

2)本振泄漏對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響

本振泄漏影響因素下，射頻信號SIF(t)表達(dá)式為

(4)

根據(jù)式(4)，I、Q支路等效基帶信號表達(dá)式為

Sbase_I(t)=xi(t)+αsin(2πΔfint erft)

(5)

Sbase_Q(t)=xq(t)+αsin(2πΔfint erft)

(6)

式中，PI、PQ分別表示I、Q支路射頻信號功率，dI、dQ分別表示I、Q支路導(dǎo)航電文信息，CI、CQ分別表示I、Q支路測距碼，α表示本振泄漏分量幅值，fint erf表示本振泄漏分量載波頻率，Δfint erf表示本振信號載波頻率與本振泄漏分量載波頻率差值。根據(jù)式(5)、(6)，本振泄漏影響因素導(dǎo)致I/Q支路等效基帶信號存在頻率干擾；

3)I/Q失配對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響

I/Q失配主要表現(xiàn)為時(shí)延失配、增益失配、相位失配[9]，其中時(shí)延失配主要來源于濾波器群時(shí)延特性。I/Q失配惡化I、Q支路信號分量正交性，信號分量間產(chǎn)生交疊失真，影響導(dǎo)航信號性能。

I/Q失配影響因素下，I、Q支路等效基帶信號表達(dá)式為

Sbase_I(t)=AIxi(t-τI)-AQsin(φ)xq(t-τQ)

(7)

Sbase_Q(t)=AQcos(φ)xq(t-τQ)

(8)

4)諧波分量對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響

變頻器非線性效應(yīng)導(dǎo)致基帶信號上變頻過程產(chǎn)生高階諧波分量，影響原有信號頻率特性。以二階失真及三階失真為例，通道傳輸特性表達(dá)式為

(9)

以二階諧波分量為例，存在諧波分量影響因素時(shí)，I、Q支路等效基帶信號表達(dá)式為

Sbase_I(t)=xi(t)+βxi(t)cos(2πΔft)

(10)

Sbase_Q(t)=xq(t)+βxq(t)cos(2πΔft)

(11)

式中，β表示諧波分量幅值，Δf表示載波中心頻率與諧波分量頻率差值。

5)相位噪聲對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響

研究上變頻過程中相位噪聲對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響，首先仿真生成導(dǎo)航信號傳輸過程中的相位噪聲，依據(jù)文獻(xiàn)[10]，相位噪聲影響因素下信號載波功率譜變化情況如圖3所示。

圖3 相位噪聲下的載波功率譜

基于數(shù)學(xué)模型下的載波相位噪聲測量方法，存在相位噪聲影響因素時(shí)，I、Q支路等效基帶信號表達(dá)式為

Sbase_I(t)=xi(t)(β1(e-j2πΔf1t+ej2πΔf1t)+

β2(e-j2πΔf2t+ej2πΔf2t)+

β3(e-j2πΔf3t+ej2πΔf3t)+…)

(12)

Sbase_Q(t)=xq(t)(β1(e-j2πΔf1t+ej2πΔf1t)+

β2(e-j2πΔf2t+ej2πΔf2t)+

β3(e-j2πΔf3t+ej2πΔf3t)+…)

(13)

式中，β1、β2、β3分別表示相位噪聲影響因素下載波分量幅值，Δf1、Δf2、Δf3分別表示相位噪聲影響因素下載波頻率偏差。

3 信號調(diào)制評估指標(biāo)

為實(shí)現(xiàn)更高精度更可靠的信號質(zhì)量評估，更加有效的觀測信號異常，需進(jìn)一步評估衛(wèi)星導(dǎo)航信號的星座圖、功率譜密度。

3.1 調(diào)制性能評估指標(biāo)

衛(wèi)星導(dǎo)航信號一般采用擴(kuò)頻調(diào)制，不同支路信號分量之間相互正交。I/Q正交性直接影響聯(lián)合偽碼跟蹤及載波跟蹤的跟蹤精度，正交誤差的存在導(dǎo)致偽碼跟蹤相位及載波跟蹤相位出現(xiàn)偏差，影響定位精度。星座圖可直觀反映導(dǎo)航信號調(diào)制域特性、計(jì)算信號調(diào)制參數(shù)，通過實(shí)際接收信號星座圖與理想信號星座圖作比較，可反映導(dǎo)航信號I/Q正交性的失真程度[11]。

將實(shí)際接收信號剝離載波，去除多普勒頻移的影響，輸出I、Q基帶信號分量，數(shù)學(xué)表達(dá)式為

s(t)=sI(t)+jsQ(t)

(14)

式中，s(t)表示實(shí)際接收基帶信號，sI(t)、sQ(t)分別表示I、Q基帶信號分量。將基帶信號s(t)映射到I/Q正交平面坐標(biāo)系，反映不同信號分量間的相互關(guān)系，即為基帶信號星座圖。以QMBOC信號為例，理想基帶信號星座圖及經(jīng)濾波器輸出基帶信號星座圖如圖4所示。

圖4 基帶信號星座圖

如圖4所示，有效載荷射頻通道存在的不同失真以及非理想因素都會惡化導(dǎo)航信號I/Q正交性，使理想基帶信號星座圖發(fā)生形變，最終導(dǎo)致跟蹤精度產(chǎn)生偏差。針對引起星座圖發(fā)生不同形變的影響因素，有如下分析[12]：

1)導(dǎo)航信號受加性噪聲干擾時(shí)，I、Q基帶信號分量散布于理想星座點(diǎn)附近，星座圖分布如云般形狀；

2)導(dǎo)航信號存在雜散信號干擾時(shí)，星座圖分布呈現(xiàn)圓圈形狀；

3)導(dǎo)航信號相位發(fā)生偏離時(shí)，I、Q支路信號分量分布繞復(fù)平面中心點(diǎn)旋轉(zhuǎn)；

4)導(dǎo)航信號存在I/Q正交不平衡及載波泄漏時(shí)，星座圖相位產(chǎn)生角度的偏差。

3.2 功率譜密度評估指標(biāo)

基帶導(dǎo)航信號時(shí)域波形發(fā)生畸變會導(dǎo)致信號頻域分布上發(fā)生形變。分析信號頻域特性，主要包括信號功率譜及信號帶寬內(nèi)功率分布情況[13]。信號失真反映在頻域上主要表現(xiàn)是載波泄漏和幅頻特性失真，體現(xiàn)為信號各個(gè)頻點(diǎn)處的畸變情況，其中載波泄漏導(dǎo)致信號功率譜產(chǎn)生突起，降低有用信號功率，影響實(shí)際接收信號信噪比[14]。

通過實(shí)際接收信號與理想信號功率譜作比較，直觀反映信號頻譜的失真程度。若存在頻譜失真，引起實(shí)際接收信號有用功率降低及相關(guān)函數(shù)畸變，影響導(dǎo)航信號解調(diào)、測距性能。以QMBOC信號為例，理想基帶信號功率譜密度如圖5所示。將實(shí)際接收信號功率譜密度幅值與理想信號功率譜密度幅值作差，可得到信號功率譜密度偏差值，衡量導(dǎo)航信號的失真程度。

圖5 基帶信號功率譜密度

4 相關(guān)性能評估指標(biāo)

相關(guān)性能作為評估導(dǎo)航信號質(zhì)量的重要指標(biāo)，相關(guān)曲線的斜率、對稱性影響導(dǎo)航信號測距精度，反映定位誤差的大小[15]。因此，相關(guān)性能可以作為反映變頻器非理想因素影響導(dǎo)航信號性能的評估指標(biāo)，將實(shí)際接收信號剝離載波，與本地復(fù)現(xiàn)信號做歸一化互相關(guān)運(yùn)算，表達(dá)式為

(15)

式中，Sreal(t)表示剝離載波的實(shí)際接收信號，Sref(t)表示本地復(fù)現(xiàn)信號，τ表示碼相位偏差，積分時(shí)間T表示測距碼主碼周期。相關(guān)曲線對稱性及相關(guān)峰尖銳程度反映偽碼跟蹤性能優(yōu)劣，影響偽距測量精度[16]。互相關(guān)函數(shù)峰值越大，實(shí)際接收信號相關(guān)損耗越小，信號跟蹤性能更優(yōu)。

4.1 相關(guān)損耗

相關(guān)損耗(Correlation Loss，CL)指信號帶寬內(nèi)實(shí)際接收信號與理想信號功率差值，量化接收機(jī)碼跟蹤環(huán)路中即時(shí)支路相關(guān)輸出值衰減幅度，去除接收通道引入的功率損失，可反映導(dǎo)航信號經(jīng)星上載荷射頻通道及空間環(huán)境傳輸?shù)氖д娉潭萚17]。相關(guān)損耗越低，信號載噪比越大，偽距測量精度更高。

導(dǎo)航信號相關(guān)功率PCCF表達(dá)式為

(16)

相關(guān)損耗CL表達(dá)式為

(17)

造成相關(guān)損耗的原因主要為：多支路信號分量復(fù)用相同的載頻，有用信號分量功率僅占總功率的一部分；信道帶寬受限、失真等影響因素使得實(shí)際接收信號碼片波形與理想信號碼片波形不匹配[18]。

4.2 S曲線過零點(diǎn)偏差

S曲線指接收機(jī)碼跟蹤環(huán)路中超前減滯后相關(guān)輸出差值所得的鑒相曲線[19]。理想環(huán)境下，S曲線過零點(diǎn)作為碼跟蹤環(huán)路的鎖定點(diǎn)，位于碼跟蹤誤差為零處；實(shí)際環(huán)境下，衛(wèi)星導(dǎo)航信號受通道特性、噪聲干擾及多徑等影響會出現(xiàn)不同程度的失真，過零點(diǎn)鎖定在相位有偏差的位置。評估I/Q失真信號S曲線過零點(diǎn)偏差，可作為衡量變頻器影響導(dǎo)航信號碼跟蹤誤差程度，直觀反映變頻器不同失真因素對導(dǎo)航信號測距性能的影響。導(dǎo)航信號發(fā)生畸變，S曲線過零點(diǎn)隨相關(guān)間隔δ變化，遍歷相關(guān)間隔δ得到S曲線偏差(S Curve Bias，SCB)[20]，可作為衡量導(dǎo)航信號失真引起的測距誤差。不同碼跟蹤環(huán)路鑒相器下S曲線增益、線性區(qū)間范圍存在差異，以超前減滯后幅值型鑒相器為例，S曲線表達(dá)式為：

(18)

式中，d表示相關(guān)間隔。鎖定點(diǎn)偏差τbias(d)滿足

SCurve(τbias(d)，d)=0

(19)

當(dāng)導(dǎo)航信號為BOC類調(diào)制方式時(shí)，S曲線存在多個(gè)過零點(diǎn)，選擇距離最大相關(guān)功率最近的過零點(diǎn)[21]。根據(jù)不同相關(guān)間隔δ得到鎖定點(diǎn)偏差，SCB表達(dá)式為：

(20)

實(shí)際接收信號鑒相曲線過零點(diǎn)斜率與調(diào)制方式有緊密的關(guān)系，S曲線過零點(diǎn)斜率(SCurveSlope，SCS)可作為衡量實(shí)際接收信號抗干擾及抗多徑性能評估指標(biāo)，與碼跟蹤精度成正比。SCS表達(dá)式為

(21)

將實(shí)際接收信號SCS與理想信號SCS作差，得到SCS偏差值，可反映導(dǎo)航信號性能優(yōu)劣。

5 載波跟蹤性能評估指標(biāo)

載波相位反正切估計(jì)器如圖6所示，將中頻輸入信號分別與本地復(fù)現(xiàn)I、Q支路載波混頻相乘，混頻結(jié)果與本地復(fù)現(xiàn)即時(shí)碼做相關(guān)運(yùn)算，相關(guān)輸出結(jié)果為載波環(huán)鑒相器輸入，鑒相結(jié)果經(jīng)環(huán)路濾波后可調(diào)節(jié)載波數(shù)控振蕩器(Numerical Controlled Oscillator，NCO)修正載波頻率，使得本地復(fù)現(xiàn)載波頻率保持跟蹤輸入信號的變化，實(shí)現(xiàn)精確同步。將鎖相環(huán)(Phase Locked Loop，PLL)跟蹤抖動作為衡量變頻器非理想特性影響導(dǎo)航信號載波相位偏差程度，反映變頻器不同失真因素對導(dǎo)航信號測距性能的影響。

圖6 載波相位反正切估計(jì)器

如圖6所示，反正切鑒相器檢測量表達(dá)式為

(22)

式中，εφ表示載波相位誤差，I(k)、Q(k)分別表示I、Q信號分量即時(shí)支路相關(guān)輸出值。避免引入本地參考時(shí)鐘產(chǎn)生的相位噪聲，PLL跟蹤抖動由輸入相位噪聲功率譜密度SNe及PLL閉環(huán)傳遞參數(shù)HPLL決定，表達(dá)式為[22]

(23)

鑒相器增益Kd影響鑒相器估計(jì)精度，將檢測量γ(εφ)對εφ一階泰勒展開，鑒相器增益表達(dá)式為

(24)

聯(lián)立式(22)、(23)、(24)，PLL跟蹤抖動表達(dá)式為

(25)

式中，P表示輸入信號功率，S(f)表示環(huán)路濾波器輸出信號功率譜密度。將式(25)關(guān)于載波相位誤差εφ求導(dǎo)結(jié)果為

(26)

根據(jù)式(26)，PLL跟蹤抖動與載波相位誤差εφ為線性關(guān)系。變頻器不同失真因素引起載波環(huán)鑒相器產(chǎn)生載波相位估計(jì)誤差εφ，導(dǎo)致PLL跟蹤抖動增大，影響導(dǎo)航信號測距性能。

在變頻器不同失真因素下，將I/Q失真信號造成的PLL跟蹤抖動值與經(jīng)濾波器輸出導(dǎo)航信號造成的PLL跟蹤抖動值作差，得到PLL跟蹤抖動差值，可反映失真因素對PLL跟蹤抖動的影響程度，同樣可作為衡量導(dǎo)航信號測距性能優(yōu)劣的評估指標(biāo)。

6 仿真結(jié)果與分析

針對直接正交上變頻方式中存在的直流偏置、本振泄漏、I/Q失配、諧波分量、相位噪聲五個(gè)失真參數(shù)，等效到基帶分析模型中進(jìn)行仿真，以BOC(1，1)和BOC(6，1)信號分量構(gòu)成的QMBOC信號為研究對象，根據(jù)各影響因素下I、Q支路等效基帶信號表達(dá)式，研究結(jié)果如下。

1)仿真直流偏置影響因素下I/Q失真模型，等效基帶信號失真因子參數(shù)如表1所示。

表1 直流偏置影響因素下失真因子參數(shù)

根據(jù)式(2)、(3)，以QMBOC信號中BOC(1，1)信號分量為例，直流偏置影響因素下碼片時(shí)域波形如圖7(a)所示，對比存在直流偏置影響因素和經(jīng)濾波器輸出的BOC(1，1)信號SCB、SCS、星座圖、QMBOC信號功率譜密度，仿真結(jié)果分別如圖7(b)、7(c)、7(d)、7(e)所示。

圖7 直流偏置影響因素下導(dǎo)航信號性能

在直流偏置影響因素下，量化I/Q失真信號與經(jīng)濾波器輸出導(dǎo)航信號調(diào)制性能及相關(guān)性能，結(jié)果如表2所示。

表2 直流偏置影響因素下量化分析結(jié)果

根據(jù)圖7及表2所示，直流偏置影響因素造成接收信號幅度改變，導(dǎo)致星座圖幅度發(fā)散，接收信號I/Q正交性發(fā)生畸變。由不同相關(guān)間隔下得到的SCB、SCS偏差值、QMBOC信號功率譜偏差值可知，仿真條件下直流偏置影響因素對碼跟蹤精度的影響較小。直流偏置影響因素下導(dǎo)航信號跟蹤結(jié)果如圖8所示。

圖8 直流偏置影響因素下PLL跟蹤抖動

根據(jù)式(24)，對圖8(b)所示的PLL跟蹤抖動差值進(jìn)行一階擬合。一段跟蹤時(shí)間后，直流偏置引起PLL跟蹤抖動差值穩(wěn)定在±2×10-5Hz范圍內(nèi)。

2)仿真本振泄漏影響因素下I/Q失真模型，等效基帶信號失真因子參數(shù)如表3所示。

表3 本振泄漏影響因素下失真因子參數(shù)

根據(jù)式(5)、(6)，以QMBOC信號中BOC(1，1)信號分量為例，本振泄漏影響因素下碼片時(shí)域波形如圖9(a)所示，對比存在本振泄漏影響因素和經(jīng)濾波器輸出BOC(1，1)信號SCB、SCS、星座圖、QMBOC信號功率譜密度，仿真結(jié)果分別如圖9(b)、9(c)、9(d)、9(e)所示。

圖9 本振泄漏影響因素下導(dǎo)航信號性能

在本振泄漏影響因素下，量化I/Q失真信號與經(jīng)濾波器輸出導(dǎo)航信號調(diào)制性能及相關(guān)性能，結(jié)果如表4所示。

表4 本振泄漏影響因素下量化分析結(jié)果

根據(jù)圖9及表4所示，本振泄漏產(chǎn)生的頻率分量波形附加在BOC(1，1)信號分量碼片時(shí)域波形上，碼片幅度呈周期性變化，導(dǎo)致星座圖發(fā)散且相位出現(xiàn)角度的偏差，反映本振泄漏引起I/Q正交不平衡。由不同相關(guān)間隔下得到的SCB、SCS偏差值、QMBOC信號功率譜偏差值可知，仿真條件下本振泄漏對碼跟蹤精度造成影響。本振泄漏影響因素下導(dǎo)航信號跟蹤結(jié)果如圖10所示。

圖10 本振泄漏影響因素下PLL跟蹤抖動

根據(jù)式(24)，對圖10(b)所示的PLL跟蹤抖動差值進(jìn)行一階擬合。觀測一段累積時(shí)間內(nèi)的PLL跟蹤抖動差值情況，本振泄漏影響因素引起的PLL跟蹤抖動差值穩(wěn)定在±0.03Hz范圍內(nèi)。

3)仿真I/Q失配影響因素下I/Q失真模型，等效基帶信號失真因子參數(shù)如表5所示。

表5 I/Q失配影響因素下失真因子參數(shù)

根據(jù)式(7)、(8)，以QMBOC信號中BOC(1，1)信號分量為例，I/Q失配影響因素下碼片時(shí)域波形如圖11(a)所示，對比存在I/Q失配影響因素和經(jīng)濾波器輸出BOC(1，1)信號SCB、SCS、星座圖、QMBOC信號功率譜密度，仿真結(jié)果分別如圖11(b)、11(c)、11(d)、11(e)所示。

圖11 I/Q失配影響因素下導(dǎo)航信號性能

在I/Q失配影響因素下，量化I/Q失真信號與經(jīng)濾波器輸出導(dǎo)航信號調(diào)制性能及相關(guān)性能，結(jié)果如表6所示。

表6 I/Q失配影響因素下量化分析結(jié)果

根據(jù)圖11及表6所示，I/Q失配影響因素造成接收信號碼片幅度壓縮失真且相位失配引起B(yǎng)OC(6，1)信號分量部分映射到BOC(1，1)信號分量，導(dǎo)致星座圖幅度改變且相位出現(xiàn)角度偏差，接收信號I/Q正交性發(fā)生畸變。由不同相關(guān)間隔下得到的SCB、SCS偏差值、QMBOC信號功率譜偏差值可知，仿真條件下I/Q失配影響碼跟蹤精度。I/Q失配影響因素下導(dǎo)航信號跟蹤結(jié)果如圖12所示。

圖12 I/Q失配影響因素下PLL跟蹤抖動

利用式(24)，對圖12(b)所示的PLL跟蹤抖動差值進(jìn)行一階擬合。一段累積時(shí)間內(nèi)，I/Q失配影響因素引起的PLL跟蹤抖動差值穩(wěn)定在(-0.3，0.05)Hz范圍內(nèi)。

4)仿真諧波分量影響因素下I/Q失真模型，等效基帶信號失真因子參數(shù)如表7所示。

表7 諧波分量影響因素下失真因子參數(shù)

根據(jù)式(10)、(11)，以QMBOC信號中BOC(1，1)信號分量為例，諧波分量影響因素下碼片時(shí)域波形如圖13(a)所示，對比存在諧波分量影響因素和經(jīng)濾波器輸出BOC(1，1)信號SCB、SCS、星座圖、QMBOC信號功率譜密度，仿真結(jié)果分別如圖13(b)、13(c)、13(d)、13(e)所示。

圖13 諧波分量影響因素下導(dǎo)航信號性能

在諧波分量影響因素下，量化I/Q失真信號與經(jīng)濾波器輸出導(dǎo)航信號調(diào)制性能及相關(guān)性能，結(jié)果如表8所示。

表8 諧波分量影響因素下量化分析結(jié)果

根據(jù)圖13及表8所示，諧波分量影響因素造成接收BOC(1，1)信號分量碼片幅度附加周期性諧波分量，導(dǎo)致接收信號與本地復(fù)現(xiàn)信號不匹配，星座圖存在發(fā)散現(xiàn)象。由不同相關(guān)間隔下得到的SCB、SCS偏差值、QMBOC信號功率譜偏差值可知，仿真條件下諧波分量對碼跟蹤精度造成影響。諧波分量影響因素下導(dǎo)航信號跟蹤結(jié)果如圖14所示。

圖14 諧波分量影響因素下PLL跟蹤抖動

根據(jù)式(24)，對圖14(b)所示的PLL跟蹤抖動差值進(jìn)行一階擬合。在諧波分量影響因素下，一段累積時(shí)間內(nèi)的PLL跟蹤抖動差值穩(wěn)定在(-3.5×10-5，2.1×10-5)Hz范圍內(nèi)。

5)仿真相位噪聲影響因素下I/Q失真模型，等效基帶信號失真因子參數(shù)如表9所示。

表9 相位噪聲影響因素下失真因子參數(shù)

根據(jù)式(12)、(13)，以QMBOC信號中BOC(1，1)信號分量為例，相位噪聲影響因素下碼片時(shí)域波形如圖15(a)所示，對比存在相位噪聲影響因素和經(jīng)濾波器輸出BOC(1，1)信號SCB、SCS、星座圖、QMBOC信號功率譜密度，仿真結(jié)果分別如圖15(b)、15(c)、15(d)、15(e)所示。

圖15 相位噪聲影響因素下導(dǎo)航信號性能

在相位噪聲影響因素下，量化I/Q失真信號與經(jīng)濾波器輸出導(dǎo)航信號調(diào)制性能及相關(guān)性能，結(jié)果如表10所示。

表10 相位噪聲影響因素下量化分析結(jié)果

根據(jù)圖15及表10所示，相位噪聲影響因素造成接收信號碼片幅度由于相位噪聲的累加發(fā)生畸變，呈現(xiàn)一定波形幅度的變化，導(dǎo)致星座圖出現(xiàn)發(fā)散現(xiàn)象。由不同相關(guān)間隔下得到的SCB、SCS偏差值、QMBOC信號功率譜偏差值可知，仿真條件下相位噪聲影響因素對碼跟蹤精度的影響較大。相位噪聲影響因素下導(dǎo)航信號跟蹤結(jié)果如圖16所示。

圖16 相位噪聲影響因素下PLL跟蹤抖動

根據(jù)式(24)，對圖16(b)所示的PLL跟蹤抖動差值進(jìn)行一階擬合。跟蹤累積時(shí)間內(nèi)，PLL跟蹤抖動差值在(1.2，1.6)Hz范圍內(nèi)，且呈一定程度的上升趨勢。

7 結(jié)束語

本文研究了直接正交上變頻方式中存在的直流偏置、本振泄漏、I/Q失配、諧波分量、相位噪聲五個(gè)非理想因素對導(dǎo)航信號性能產(chǎn)生的影響，建立了I/Q失真分析模型，仿真分析了不同非理想因素下導(dǎo)航信號相關(guān)域、頻域、時(shí)域、調(diào)制域產(chǎn)生的畸變情況以及載波跟蹤性能。研究結(jié)果表明，不同非理想因素均使得接收信號碼片時(shí)域波形失真，引起相關(guān)曲線扭曲變形，產(chǎn)生相關(guān)損耗及SCB；相比其它非理想因素，仿真條件下相位噪聲造成接收BOC(1，1)信號SCB在相關(guān)間隔為0.2chips時(shí)可達(dá)28.98ns，且在相關(guān)間隔為0.66chips時(shí)SCS偏差為61.19，碼跟蹤精度較差，接收信號抗干擾能力較弱，為提高導(dǎo)航信號測距精度，高靈敏度及高精度載波跟蹤環(huán)設(shè)計(jì)需要考慮累積時(shí)間內(nèi)相位噪聲引起的PLL跟蹤抖動累加情況，建議采用較小的相關(guān)間隔；仿真條件下，直流偏置、本振泄漏、I/Q失配、諧波分量影響因素引起的PLL跟蹤抖動差值在較小的范圍內(nèi)，相位噪聲影響PLL跟蹤抖動差值的量級最大，可達(dá)1.6Hz左右且呈一定的上升趨勢。本文研究結(jié)果對優(yōu)化導(dǎo)航信號上變頻結(jié)構(gòu)，提高導(dǎo)航信號性能有重要意義，可作為導(dǎo)航衛(wèi)星載荷射頻通道正交上變頻結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)參考。