夏 春，江俊濤，胡守東，劉沈全，王秀麗

（1.國家電網(wǎng)公司西南分部，成都 610041；2.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510641；3.西安交通大學(xué) 電力設(shè)備電氣絕緣國家重點實驗室，西安 710049）

0 引言

分頻輸電系統(tǒng)通過降低輸電頻率至50/3 Hz，可以顯著減少交流線路的阻抗和對地電納，從而提升線路容量，改善輸電效率，降低無功補償需求，是一種兼具經(jīng)濟和技術(shù)優(yōu)勢的新型輸電方式[1-2]。

大力開發(fā)可再生能源是我國推進能源革命和完成“碳中和、碳達峰”目標(biāo)的重要技術(shù)手段。分頻輸電技術(shù)可以顯著提升能源外送環(huán)節(jié)的經(jīng)濟技術(shù)性能，且更適合雙饋型風(fēng)力發(fā)電機的低轉(zhuǎn)速特性，有利于簡化機組結(jié)構(gòu)、降低成本。因此，當(dāng)前針對分頻輸電系統(tǒng)的研究也主要集中于可再生能源規(guī)?；统鲱I(lǐng)域，其典型結(jié)構(gòu)如圖1（a）所示[3-4]，利用可再生能源機組的網(wǎng)側(cè)控制特性直接輸出低頻電能，經(jīng)集電、升壓后輸送至受端變頻站，變換電能頻率至50 Hz 后匯入工頻電網(wǎng)。該方案無需送端變頻站，可有效降低建設(shè)與維護成本，在海上風(fēng)電等送端工況惡劣、運維不便的場景具有較好的應(yīng)用潛力。

另一方面，隨著中心城市用電負(fù)荷的迅猛增長，城市電網(wǎng)擴容改造成為一個備受關(guān)注的問題。增加輸配電線路回數(shù)是最為直接的擴容方法，但是我國中心城市征地成本較高，新建線路成本極其昂貴，經(jīng)濟性較差。分頻輸電技術(shù)可以充分挖掘既有線路和網(wǎng)架結(jié)構(gòu)的輸電潛能，如圖1（b）所示，通過在線路兩端設(shè)置變頻裝置，構(gòu)建類似于高壓直流輸電系統(tǒng)的點對點式分頻輸電通道，可使既有線路運行于低頻，提升線路容量和輸電效率，降低潮流變化引起的母線電壓波動，并有效緩解城市電網(wǎng)備用容量不足及區(qū)域輸電阻塞等問題。該方案僅需將線路兩端的變電站改造為變頻站，不涉及線路的大范圍改造，便于集中施工，具備較好的工程可實現(xiàn)性。為便于區(qū)分，本文依據(jù)所需的變頻站數(shù)量，將圖1（a）所示系統(tǒng)稱為“單端型分頻輸電系統(tǒng)”，而將圖1（b）所示系統(tǒng)稱為“雙端型分頻輸電系統(tǒng)”。

圖1 單端型和雙端型分頻輸電系統(tǒng)

實現(xiàn)50 Hz 至50/3 Hz 電能轉(zhuǎn)換的變頻器是分頻輸電系統(tǒng)核心設(shè)備。傳統(tǒng)變頻裝置包括不控型的三倍頻變壓器[1]和半控型的周波變換器[2]，但分別存在運行靈活性不足、功率因數(shù)低、諧波污染嚴(yán)重等缺陷。因此，參照直流輸電的技術(shù)發(fā)展歷程，利用基于MMC（模塊化多電平換流器）的電壓源型換流器，構(gòu)建柔性分頻輸電系統(tǒng)，提升系統(tǒng)可控性、魯棒性和電能質(zhì)量，是分頻輸電技術(shù)發(fā)展的必然趨勢。與“背靠背”MMC 拓?fù)湎啾?，M3C（模塊化多電平矩陣變換器）拓?fù)湓诘皖l運行時電容電壓波動更小，具備電路成本、運行效率和可靠性方面的優(yōu)勢[5-7]，更適用于分頻輸電的應(yīng)用場景。

當(dāng)前針對單端場景下M3C 的建模與控制已有諸多研究。M3C 橋臂眾多，且直接連接2 個不同頻率的交流系統(tǒng)，橋臂電壓、電流中同時存在兩側(cè)系統(tǒng)的基頻分量[8]，電氣耦合關(guān)系遠(yuǎn)較MMC復(fù)雜。圍繞M3C 的建模及控制，文獻[9-11]提出的雙Clarke 變換法通過在M3C 變量矩陣的行與列維度上同時進行Clarke 變換，實現(xiàn)了M3C 工頻側(cè)、分頻側(cè)及內(nèi)部各個控制自由度的有效分離?；陔pClarke 變換，文獻[12]進一步提出了M3C的解耦控制結(jié)構(gòu)及各個環(huán)節(jié)的控制策略。針對輸出頻率為0 以及輸入、輸出頻率相近等特殊運行點的子模塊電容電壓大幅波動問題，文獻[13-17]提出基于共模電壓和/或橋臂換流注入的橋臂功率補償策略。關(guān)于雙端場景下M3C 的運行控制研究較少，尤其是送端與受端變頻站的協(xié)同控制方法尚無明確結(jié)論，是雙端型柔性分頻輸電系統(tǒng)工程應(yīng)用的瓶頸問題。

本文圍繞雙端型柔性分頻輸電系統(tǒng)M3C 換流站的建模與控制開展研究，提出M3C 換流站控制策略和送端、受端變頻站的協(xié)同控制方法。首先，介紹M3C 的電路結(jié)構(gòu)，建立雙αβ0 坐標(biāo)系下各電氣分量的數(shù)學(xué)模型；在此基礎(chǔ)上，提出基于雙環(huán)結(jié)構(gòu)的M3C 控制系統(tǒng)總體架構(gòu)；然后，提出各個環(huán)節(jié)的控制策略及送端、受端變頻站的協(xié)同控制方法；最后，通過仿真算例驗證所提控制策略的正確性和有效性。

1 M3C 的電路結(jié)構(gòu)與數(shù)學(xué)模型

1.1 M3C 的電路結(jié)構(gòu)

為區(qū)分工頻系統(tǒng)與低頻系統(tǒng)，本文以u，v，w 表示工頻側(cè)三相，以a，b，c 表示分頻側(cè)三相，用x 指代分頻側(cè)任意一相，用y 指代工頻側(cè)任意一相，即x∈{u，v，w}，y∈{a，b，c}。M3C 的電路結(jié)構(gòu)如圖2 所示，其中：eu（iu），ev（iv）和ew（iw）為工頻系統(tǒng)三相電壓（電流）；ea（ia），eb（ib）和ec（ic）為分頻系統(tǒng)三相電壓（電流）；vxy和ixy分別為橋臂xy 的級聯(lián)子模塊輸出電壓和流經(jīng)該橋臂的電流；vN為分頻-工頻系統(tǒng)間的中性點電壓差。M3C包含9 條橋臂，將兩側(cè)交流電網(wǎng)的三相端口兩兩相連。每條橋臂由電感L 和n 個FBSM（全橋模塊）串聯(lián)構(gòu)成。每個模塊均由一個模塊電容和一個單相全橋逆變器組成，通過改變?nèi)珮蚰孀兤髦? 個換流閥的開關(guān)信號，每個模塊可輸出+vC，－vC或0這3 種電平（vC為模塊電容電壓），若忽略模塊間的電容電壓差異，n 個模塊共可以產(chǎn)生從－nvC到nvC之間的（2n+1）個電平。

圖2 M3C 的電路結(jié)構(gòu)

1.2 M3C 的數(shù)學(xué)模型

1.2.1 基爾霍夫電壓和電流方程

根據(jù)圖2 所示正方向，利用基爾霍夫電壓定律可建立各橋臂的電壓方程：

式中：U為3×3 的全1 矩陣；ES，V，I 和EL分別為工頻側(cè)電壓、橋臂電壓、橋臂電流和分頻側(cè)電壓矩陣，均為3×3 結(jié)構(gòu)，每個元素代表對應(yīng)橋臂的電氣量；t 為時間。

根據(jù)基爾霍夫電流定律，可得：

式中：ix和iy分別為分頻側(cè)x 相和工頻側(cè)y 相的線電流。

1.2.2 雙Clarke 變換

Clarke 變換是三相電路分析時常用的數(shù)學(xué)工具，可將三相交流變量轉(zhuǎn)換至兩相靜止坐標(biāo)系，從而提取出三相電量中的共模（即零序）和差模分量。Clarke 變換有等幅值和等功率變換2 種形式，本文采用前者，即：

式中：Tαβ0為Clarke 變換矩陣。

對應(yīng)的逆變換矩陣為：

雙Clarke 變換是面向M3C 的3×3 電路結(jié)構(gòu)而提出的坐標(biāo)變換方法，其數(shù)學(xué)形式是令橋臂變量矩陣左乘Tαβ0，再右乘Tαβ0的轉(zhuǎn)置，即：

1.2.3 雙Clarke 坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型與等效電路

對式（1）等式兩側(cè)作雙Clarke 變換，忽略vN，即可得到雙αβ0 坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型：

式中：eSα，eSβ和eS0分別為兩相靜止坐標(biāo)系下工頻系統(tǒng)電壓的α，β 和0 軸分量；eLα，eLβ和eL0分別為分頻系統(tǒng)電壓的α，β 和0 軸分量。式（6）表明，工頻側(cè)電壓矩陣ES經(jīng)雙Clarke 變換映射后，只包含0α，0β 和00 分量，分別對應(yīng)工頻系統(tǒng)三相電壓的α，β 和0 軸分量。同理，分頻側(cè)電壓矩陣EL經(jīng)雙Clarke 變換映射后，只包含0α，0β 和00 分量，對應(yīng)于分頻系統(tǒng)三相電壓的α，β 和0軸分量。

基于上述分析，可將雙αβ0 坐標(biāo)系下的橋臂電壓、電流分為4 類：

1）α0，β0 分量：受工頻系統(tǒng)電壓αβ 軸分量影響，電流通過工頻系統(tǒng)和M3C 橋臂形成回路。

2）0α，0β 分量：受分頻系統(tǒng)電壓αβ 軸分量影響，電流通過分頻系統(tǒng)和M3C 橋臂形成回路。

3）αα，αβ，βα，ββ 分量：不受外部系統(tǒng)影響，電流僅通過M3C 橋臂形成回路，即內(nèi)部環(huán)流分量。

4）00 分量：同時受雙側(cè)系統(tǒng)零序電壓的影響，電流通過雙側(cè)系統(tǒng)零序網(wǎng)絡(luò)和橋臂形成回路。為避免00 分量電流的穿透影響，M3C 兩側(cè)系統(tǒng)不可同時接地，此時00 分量的橋臂電壓體現(xiàn)為分頻-工頻系統(tǒng)之間的電壓差。

基于式（2）的橋臂電流邊界約束可推導(dǎo)部分電流分量與網(wǎng)側(cè)電流關(guān)系式：

式中：iSα（β），iLα（β）分別為工頻側(cè)、分頻側(cè)電流的α（β）軸分量。

1.2.4 同步坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)電流方程

根據(jù)上述分類方法，可列寫各類電流的獨立方程。

工頻側(cè)電流方程：

分頻側(cè)電流方程：

環(huán)流方程：

將式（10）和（11）分別映射至工頻、分頻同步坐標(biāo)系下，可得：

式中：eSd（q），eLd（q）分別為工頻側(cè)、分頻側(cè)電網(wǎng)電壓的d（q）軸分量；iSd（q），iLd（q）分別為橋臂電壓工頻、分頻分量 的d（q）軸 分量，也是（vα0，vβ0）和（v0α，v0β）分別在工頻、分頻同步坐標(biāo)系下的映射；iSd（q），iLd（q）分別為網(wǎng)側(cè)電流的d（q）軸分量；ωS，ωL分別為工頻、分頻系統(tǒng)角頻率。

由式（13）和（14）可知，M3C 的工頻側(cè)和分頻側(cè)控制特性與電壓源型三相逆變器相同，等效內(nèi)阻抗為橋臂阻抗的1/3。

1.2.5 功率方程

本文假設(shè)工頻側(cè)、分頻側(cè)的d 軸均以電網(wǎng)電壓向量定位。此時，M3C 工頻側(cè)的輸入有功功率、無功功率可表示為：

分頻側(cè)的輸出有功功率、無功功率可表示為：

平均子模塊電容電壓vC在其額定值附近近似滿足：

式中：C 為子模塊電容容值；n 為子模塊數(shù)量；上標(biāo)ref 表示變量的指令值（下同），此處即vC的額定值。

2 M3C 換流站控制系統(tǒng)的總體架構(gòu)

與常規(guī)三相電壓源型換流器的控制結(jié)構(gòu)相似，所設(shè)計的M3C 控制系統(tǒng)包含電壓/功率外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)和調(diào)制3 個環(huán)節(jié)，其總體架構(gòu)如圖3 所示。

圖3 M3C 換流站控制系統(tǒng)框架

2.1 電壓/功率外環(huán)

電壓/功率外環(huán)控制M3C 的整體運行狀態(tài)，使M3C 能夠長期穩(wěn)定工作，并響應(yīng)上級下發(fā)的調(diào)度指令。根據(jù)1.2.4 節(jié)內(nèi)容，M3C 的工頻、分頻側(cè)輸出特性互不影響，可獨立設(shè)置外環(huán)控制目標(biāo)。

工頻或分頻側(cè)外環(huán)的有功和無功部分同樣彼此獨立。有功部分的可選控制目標(biāo)包括定有功功率、定平均子模塊電容電壓、基于頻率偏移量的有功下垂控制等。為了維持M3C 的進出功率平衡，至少一側(cè)的有功目標(biāo)應(yīng)設(shè)置為定子模塊電容電壓。無功部分的可選控制目標(biāo)包括定無功功率、定功率因數(shù)角、基于電壓偏移量的無功下垂控制等。

此外，若需要M3C 為分頻系統(tǒng)提供平衡節(jié)點，其分頻側(cè)外環(huán)的有功和無功部分必須分別為分頻系統(tǒng)提供有功、無功功率松弛，以保證分頻系統(tǒng)頻率、電壓穩(wěn)定。

工頻、分頻側(cè)外環(huán)分別輸出對應(yīng)側(cè)有功、無功電流指令值，作為電流內(nèi)環(huán)的輸入。

2.2 電流內(nèi)環(huán)

電流內(nèi)環(huán)負(fù)責(zé)控制各電流分量追蹤外環(huán)下發(fā)的電流指令值，包含工頻側(cè)電流控制、分頻側(cè)電流控制和諧波環(huán)流抑制3 個部分，分別實現(xiàn)工頻、分頻網(wǎng)側(cè)電流控制和高階諧波環(huán)流抑制功能。

電流內(nèi)環(huán)將輸出各橋臂電壓指令值，作為調(diào)制環(huán)節(jié)的輸入。

2.3 調(diào)制環(huán)節(jié)

調(diào)制環(huán)節(jié)負(fù)責(zé)接收電流內(nèi)環(huán)下發(fā)的橋臂電壓指令，結(jié)合橋臂內(nèi)模塊均壓的需求，生成各換流閥的開關(guān)信號。橋臂內(nèi)模塊均壓可使用MMC 類換流器的通用方法：首先，將各橋臂內(nèi)的不同模塊按照電容電壓高低排序，根據(jù)瞬時功率流向決定模塊投入的優(yōu)先級；其次，通過最近電平逼近等調(diào)制算法確定各橋臂所需投入的模塊數(shù)量與極性，再根據(jù)模塊的優(yōu)先級順序，投入對應(yīng)的模塊。

調(diào)制環(huán)節(jié)最終將生成各個子模塊的開關(guān)脈沖，提供給M3C 主電路。

3 M3C 換流站控制策略

3.1 外環(huán)控制策略設(shè)計

3.1.1 雙端型柔性分頻輸電系統(tǒng)外環(huán)目標(biāo)協(xié)同配置原則

雙端型柔性分頻輸電系統(tǒng)外環(huán)目標(biāo)協(xié)同配置原則如下：

1）由于工頻主網(wǎng)的抗擾動能力遠(yuǎn)高于分頻系統(tǒng)，因此，一般令工頻側(cè)有功外環(huán)工作于定子模塊平均電容電壓模式，維持M3C 的功率平衡。

2）令強側(cè)端換流站的分頻側(cè)工作于定分頻系統(tǒng)V/f 模式，以提供分頻系統(tǒng)的平衡節(jié)點。本文將兩側(cè)系統(tǒng)均近似視為無窮大系統(tǒng)，不失一般性，本文以送端變頻站的分頻側(cè)工作于該模式，而以受端變頻站的分頻側(cè)工作于定有功/無功功率模式。

3）除了送端站分頻側(cè)以外，其余的無功外環(huán)均工作于定無功功率模式，且無功功率的目標(biāo)值均為0，以提升換流站的運行效率。

綜上，各站的網(wǎng)側(cè)目標(biāo)見表1。

表1 雙端型柔性分頻輸電系統(tǒng)換流站外環(huán)控制目標(biāo)

3.1.2 控制方程

1）定平均子模塊電容電壓控制。送端站和受端站的工頻側(cè)有功部分均工作于定平均子模塊電容電壓模式，其控制方程為：

式中：KP和KI分別為PI 控制器的比例和積分增益。

2）定有功/無功功率控制。以受端站分頻側(cè)外環(huán)為例，定有功/無功功率的控制方程為：

式中：PL，QL分別為分頻側(cè)輸出的有功、無功功率。其他定有功/無功功率模式的外環(huán)控制方程可近似推導(dǎo)。

3）定分頻系統(tǒng)V/f 控制。為了精確控制分頻出口母線電壓的幅值和頻率，需在分頻出口安裝并聯(lián)電容Cf，進而通過控制流過Cf的充電電流，調(diào)節(jié)母線電壓。為了跟蹤電網(wǎng)電壓指令值，并聯(lián)電容支路中流過的d，q 軸電流分量應(yīng)為：

式中：idCf，iqCf為流經(jīng)Cf電流的dq 軸分量。

式中：idl，iql為低頻線路流入平衡節(jié)點的電流。

3.2 內(nèi)環(huán)控制策略設(shè)計

根據(jù)1.2.4 節(jié)的分析，M3C 的網(wǎng)側(cè)特性與三相電壓源型逆變器一致，因此可通過基于電網(wǎng)電壓前饋和dq 軸電流交叉解耦的經(jīng)典電流控制策略實現(xiàn)工頻、分頻網(wǎng)側(cè)電流控制。以工頻側(cè)為例，其控制方程為：

分頻電流控制器的結(jié)構(gòu)與式（22）相似，此處不再贅述。

M3C 的諧波環(huán)流包含4 種頻率分量，且電流回路各不相同[18]，一種較為常用的控制思路是，利用雙αβ0 坐標(biāo)系下的比例控制器實現(xiàn)廣譜諧波環(huán)流抑制，其控制方程為：

3.3 成套控制方案

綜合3.1 節(jié)和3.2 節(jié)設(shè)計的控制策略，并考慮所涉及的坐標(biāo)變換環(huán)節(jié)，即可形成M3C 換流站控制的成套解決方案。送端站和受端站控制系統(tǒng)具有高度相似性，本文僅給出送端站控制系統(tǒng)的詳細(xì)框圖，如圖4 所示。與送端站相比，受端站的不同之處在于：分頻側(cè)相角ωLt 須由鎖相環(huán)給出；分頻側(cè)外環(huán)采用定有功/無功功率控制。

圖4 變頻站A 控制系統(tǒng)框圖

4 仿真驗證

本節(jié)基于MATLAB/Simulink 仿真驗證所提出控制策略的正確性和有效性，算例結(jié)構(gòu)如圖5所示。本算例中，額定有功功率600 MW，頻率50 Hz，送電距離100 km，并定義自工頻系統(tǒng)A至B 為功率和電流的正方向。變頻站A 和B 的工頻側(cè)均工作于定平均子模塊電容電壓和定無功功率模式，而站A 的分頻側(cè)工作于定分頻系統(tǒng)V/f 控制模式，而站B 的分頻側(cè)工作于定有功/無功功率模式。主要電氣參數(shù)見表2。

表2 仿真算例參數(shù)

仿真波形如圖6 所示。系統(tǒng)在初始時刻處于空載狀態(tài)，即站B 分頻側(cè)的有功功率指令為0；從0.05 s 開始，有功功率指令以30 GW/s 的速度上升至額定值600 MW，并在剩余時間內(nèi)保持恒定。由圖5 可見，系統(tǒng)整體具備優(yōu)秀的暫態(tài)響應(yīng)特性，在運行狀態(tài)突變時，能夠在0.1 s 內(nèi)進入穩(wěn)態(tài)運行，系統(tǒng)能夠有效適應(yīng)可再生能源出力波動以及調(diào)度指令的各類變化。

圖5 仿真算例的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

根據(jù)圖6（a），6（b），6（d），6（e），6（g），6（h），在整個仿真測試中，工頻側(cè)電流及分頻側(cè)電壓、電流波形均保持了較好的正弦特性，快速傅里葉分析結(jié)果表明，上述交流量的總諧波畸變率均小于1%?？蛰d狀態(tài)下，母線2 和母線3 的線電壓有效值分別為230.0 kV 和230.2 kV，滿載狀態(tài)下則為230.0 kV 和220.0 kV。因此，在站A 分頻側(cè)V/f 控制的作用下，M3C 分頻側(cè)母線電壓能夠在不同輸送功率下保持恒定，確保分頻輸電系統(tǒng)的平穩(wěn)運行。由潮流計算可知：工頻系統(tǒng)下相同參數(shù)的輸電線路空載、滿載狀態(tài)的末端電壓分別為231.5 kV 和173.2 kV，滿載狀態(tài)已不滿足電力系統(tǒng)運行對線路電壓的要求；線路末端電壓為220.0 kV 時，線路輸送功率為310.5 MW，僅為分頻輸電系統(tǒng)的51.8 %。因此，分頻輸電系統(tǒng)可以顯著提升線路容量，降低有功功率變化引起的電壓波動，尤其適合高可再生能源滲透率的電力系統(tǒng)。

圖6（f）和6（l）展示了母線1—4 的有功、無功功率曲線，空載和滿載穩(wěn)態(tài)下的具體數(shù)值見表3?？蛰d時，低頻線路流過有功功率為0，而送端站和受端站工頻側(cè)輸入的有功功率分別為2.51 MW和2.45 MW，即全系統(tǒng)的整體空載損耗為4.96 MW，主要為換流站損耗，包括換流變壓器的勵磁損耗及M3C 的空載損耗；滿載時，送端站和受端站工頻側(cè)的輸入、輸出功率分別為617.98 MW 和595.80 MW，綜合輸電效率為96.41%；送端站、線路和受端站的損耗分別為4.57 MW，13.41 MW 和4.20 MW，損耗率分別為0.74%，2.16%和0.67%，輸電效率較高。

表3 空載和滿載狀態(tài)下各母線功率實測值

圖6（i），6（j），6（k）分別展示了M3C 內(nèi)部關(guān)鍵電氣量的波形，依次為橋臂電流、子模塊電容電壓和雙αβ0 坐標(biāo)系下的橋臂環(huán)流。由于變頻站A 和B 的對稱性，此處僅展示了站A 的相關(guān)波形?？梢钥闯?，橋臂電流中同時包含工頻和基頻分量，子模塊電容電壓也包含多個頻率的紋波，二者的諧波頻譜遠(yuǎn)比常規(guī)MMC 復(fù)雜。在所設(shè)計的電氣參數(shù)和控制策略下，穩(wěn)態(tài)時電容電壓紋波被抑制在±5%以內(nèi)，橋臂諧波環(huán)流幅值被抑制在1%以內(nèi)，保證了網(wǎng)側(cè)的高質(zhì)量電能輸出特性。

圖6 仿真測試波形

綜上所述，本文所設(shè)計的控制系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)雙端型柔性分頻輸電系統(tǒng)的高效運行，且系統(tǒng)具備良好的暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)特性。

5 結(jié)語

本文圍繞雙端型柔性分頻輸電系統(tǒng)M3C 換流站的建模與控制開展研究，提出了M3C 換流站控制策略設(shè)計方法和送端、受端變頻站的協(xié)同控制方法，并通過仿真研究驗證了所提控制策略的正確性和有效性。主要結(jié)論如下：

1）利用既有輸電線路構(gòu)建點對點式分頻輸電通道，可以顯著提升線路容量，提高輸電效率，降低母線電壓波動，是城市電網(wǎng)擴容改造的有效方法。

2）基于M3C 的柔性變頻裝置網(wǎng)側(cè)有功、無功功率可控，電能質(zhì)量優(yōu)秀，響應(yīng)速度快，有助于提升電網(wǎng)運行靈活性。

3）由于分頻環(huán)節(jié)為全電力電子化系統(tǒng)，為實現(xiàn)其長期穩(wěn)定運行，需設(shè)置某一變頻站運行于定分頻系統(tǒng)V/f 控制，為分頻系統(tǒng)提供平衡節(jié)點。

4）所提方案要求背側(cè)工頻系統(tǒng)能夠提供足夠的有功功率支撐，后續(xù)研究也可基于組網(wǎng)型換流器控制理論，提出綜合性能指標(biāo)更優(yōu)的多變頻站協(xié)同控制策略。