戶毅仁，石 勇，徐卓異，黃潮金

(陜西科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，陜西 西安 710021)

高壓DC－DC 變換器是電力電子領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)，具有很好的應(yīng)用前景，例如三相功率校正電路的后級(jí)變換器、分布式電源的直流接口變換等[1]。巴西學(xué)者Pinheriro J 和Barbi I 在1992 年提出二極管鉗位三電平直流變換器[2]，該變換器采用高性能、低壓開(kāi)關(guān)器件完成高壓直流變換。隨后，很多研究工作圍繞三電平直流變換器展開(kāi)，包括新的電路拓?fù)?、寬?fù)載范圍的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)[3－6]、減小無(wú)源元件方法及新的控制策略等[7－9]。文獻(xiàn)[7]提出一種組合式三電平變換器，該變換器由半橋三電平變換器和全橋變換器組成，其副邊電路整流后可得到三電平電壓波形，從而減少輸出濾波器。文獻(xiàn)[8]電路在一次側(cè)使用一個(gè)電流應(yīng)力較小的飛跨電容鉗位原邊開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、緊湊的特點(diǎn)，其副邊增加1 個(gè)繞組及2 個(gè)MOSFET，可有效減小輸出濾波器的體積。文獻(xiàn)[9]以耦合電感取代常規(guī)濾波電感，耦合電感所感應(yīng)的電壓通過(guò)變壓器反射回一次側(cè)，使得原邊電流復(fù)位至零，以實(shí)現(xiàn)ZCS 關(guān)斷。在其中，飛跨電容型半橋三電平電路因其均壓、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、原邊結(jié)構(gòu)緊湊等優(yōu)點(diǎn)，具有很好的應(yīng)用前景。但該電路仍存在著一些問(wèn)題，如原邊器件的電流應(yīng)力分布不均衡，小占空比條件下部分開(kāi)關(guān)器件承受較高的電流應(yīng)力[10－11]；滯后管在輕載情況下不易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)等問(wèn)題。因此，有必要研究新型的飛跨電容型半橋三電平電路拓?fù)浣鉀Q上述問(wèn)題。

本文提出一種新型飛跨電容型不對(duì)稱PWM 控制半橋三電平直流變換器。該變換器副邊采用容性整流結(jié)構(gòu)，可在續(xù)流階段將原邊電流復(fù)位至0。該變換器具有如下優(yōu)點(diǎn):飛跨電容的電流應(yīng)力小于傳統(tǒng)飛跨電容型三電平變換器，所有原邊器件在寬負(fù)載范圍內(nèi)可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)管電流分布均衡，無(wú)二極管反向恢復(fù)損耗。本文首先介紹變換器的組成及原理，其次分析電路的工作特性，接著給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果，最后得出結(jié)論，實(shí)驗(yàn)表明該電路工作原理正確可以正常工作。

1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 為本文所提出的新型容性整流ZVZCS 三電平直流變換器的電路拓?fù)?。在一次?cè)，Vin為直流母線輸入電壓。Q1、Q2、Q3、Q4為N 型MOSFET 且串聯(lián)。D1、D2、D3、D4為MOSFET 的體二極管，C1、C2、C3、C4為MOSFET 的輸出電容，不需要外接電容。Css為飛跨電容，起到鉗位作用，接在A、C兩點(diǎn)。Cbl為隔直電容，接在Q2、Q3之間的B點(diǎn)，除了電流復(fù)位外，它還在負(fù)半周期時(shí)，為電路提供能量。正常工作時(shí)，Cbl隨著Q1、Q2、Q3、Q4開(kāi)通/關(guān)斷進(jìn)行充放電。該電路Q1、Q3的導(dǎo)通時(shí)間相同，Q2、Q4的導(dǎo)通時(shí)間相同，充放電電流大小相同，因此Cbl的電壓穩(wěn)定在Vin/2。Lp是變壓器漏感。在二次側(cè)，D5、D6、D7、D8是整流二極管。由于本文所提出的電路拓?fù)洳捎秒娙轂V波器，負(fù)載Ro只與Co并聯(lián)。

圖1 新型容性整流ZVZCS 三電平直流變換器

2 工作原理

圖2 為該變換器的關(guān)鍵波形圖，vQ1、vQ2、vQ3、vQ4為原邊開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)波形；vp為變壓器原邊電壓波形；vs為變壓器副邊電壓波形；ip為原邊電壓波形；vCbl為隔直電容電壓波形；vCss為飛跨電容電壓波形；iin是輸入電流波形；iD5為整流二極管電流波形。該電路拓?fù)湟粋€(gè)周期模態(tài)如圖3 所示。在討論之前，假設(shè)所有功率器件為理想元器件，忽略驅(qū)動(dòng)電壓上升時(shí)間；一次側(cè)開(kāi)關(guān)管的壓降和關(guān)斷時(shí)的漏電流。

圖2 關(guān)鍵波形圖

圖3 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的模態(tài)圖

模態(tài)1[t0之前] Q1和Q2導(dǎo)通，母線輸入電壓通過(guò)變壓器給負(fù)載穩(wěn)定供電，D5和D6導(dǎo)通。ip線性增長(zhǎng)，在t0時(shí)刻，ip增長(zhǎng)至最大ipmax，ip的增長(zhǎng)速率為:

與此同時(shí)，ip給隔直電容Cbl充電，在t0時(shí)刻時(shí)，Cbl的電壓為vCbl(t0)。

模態(tài)2[t0－t1] 在t0時(shí)刻，Q1關(guān)斷。由于Lp的存在，ip保持之前的方向，但呈線性減?。籭p給C1充電，同時(shí)通過(guò)Css給C4放電。由于有C1和C4，限制Q1的d、s兩端電壓的增長(zhǎng)速率，使得Q1是ZVS關(guān)斷。此階段ip為:

式中:kT為變壓器變比，C1、C4的電壓依次為:

式中:I1為Δt0－1期間的有效值，近似于ipmax。在t1時(shí)刻，C1的電壓上升到Vin/2，C4的電壓下降到0。這時(shí)D4自然導(dǎo)通。該模態(tài)的持續(xù)時(shí)間為:

在此模態(tài)下，隔直電容Cbl繼續(xù)充電狀態(tài)，因此，vCbl大小為:

飛跨電容在此模態(tài)下流過(guò)的電流即為原邊電流ip，且時(shí)間很短，飛跨電容兩端電壓vCss大小為:

模態(tài)3[t1－t3] 在t1時(shí)刻，D4自然導(dǎo)通，此階段電流為:

由于沒(méi)有濾波電感作用，電流下降很快，這個(gè)模態(tài)結(jié)束時(shí)，ip等于0，這個(gè)模態(tài)的時(shí)間為:

在t2時(shí)刻，Q4實(shí)現(xiàn)ZVS 開(kāi)通，由于隔直電容Cbl容值較大，可認(rèn)為其電壓在這段時(shí)間內(nèi)基本不變，即

Q1與Q4的死區(qū)時(shí)間Tdead一定大于Δt0－1，以保證Q1可以實(shí)現(xiàn)ZVS 關(guān)斷，Q4可以ZVS 開(kāi)通，即

因此，

t3時(shí)刻，ip下降至0，此時(shí)流過(guò)Css的電流也變?yōu)?，這時(shí)vCss下降至最低，即

式中:I3為Δt1－3期間的有效值。

模態(tài)4[t3－t4]t3時(shí)刻，ip降至0，Q2可以實(shí)現(xiàn)ZCS 關(guān)斷。其持續(xù)時(shí)間為:

式中:D為有效占空比(Q1或Q3導(dǎo)通時(shí)間與周期之比)，T為周期時(shí)間。

模態(tài)5[t4－t5] 在t5時(shí)刻，由于漏感作用，限制了ip的變化率，從而Q3可以實(shí)現(xiàn)ZCS 導(dǎo)通。此模態(tài)時(shí)間與Q1與Q4的死區(qū)時(shí)間Tdead一致，即

模態(tài)6[t5－t6] 在t5時(shí)刻，Q3實(shí)現(xiàn)ZCS 導(dǎo)通。Q4在t2時(shí)刻已經(jīng)開(kāi)通，儲(chǔ)存在Cbl中的能量為負(fù)載供電，同時(shí)vCbl也在減小。在t6時(shí)刻電流降為反向最大－ipmax，原邊電流等于:

由于Cbl較大，vCbl仍穩(wěn)定在vCblmax不會(huì)有太大變化。其中，Δt5－6時(shí)間為:

Cbl的電壓為:

從這模態(tài)開(kāi)始，電路進(jìn)入負(fù)半個(gè)周期，其工作情況類似于前面描述的[t0－t5]。

3 電路特性分析

3.1 電流復(fù)位原理

如圖2 所示，t5到t11時(shí)刻為該電路的半個(gè)周期，其中:t5到t6時(shí)刻為有效占空比時(shí)間，t5到t6時(shí)刻時(shí)間為DT；t6到t11時(shí)刻為留給電流復(fù)位的時(shí)間，時(shí)間為(1/2－D)T。而從t7時(shí)刻起，D2自然導(dǎo)通，限制了電流流動(dòng)方向，變壓器原邊電壓已降至0，副邊vs仍保持低電平狀態(tài)，由副邊反射到原邊的電壓強(qiáng)行拉低原邊電流，電流減小至0。電感Lp充電時(shí)間為:

電流復(fù)位時(shí)間為:

式中:ipmax為:

該電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下的條件是電流上升時(shí)間與復(fù)位時(shí)間小于T/2。即

3.2 輸入輸出關(guān)系

實(shí)際電路的輸入輸出電壓關(guān)系與硬件布局所產(chǎn)生的寄生參數(shù)、元器件的壓降等都有或多或少的關(guān)系。對(duì)于理想電路，可以先忽略寄生參數(shù)、元器件的壓降對(duì)輸出的影響，當(dāng)該電路在斷續(xù)狀態(tài)下運(yùn)行時(shí)，根據(jù)基爾霍夫定律，半個(gè)周期內(nèi)流入、流出濾波電容Co的電流是相等的，即:

由此，可推導(dǎo)Vo與Vin之間的關(guān)系為:

在實(shí)際電路中，考慮開(kāi)關(guān)器件和二極管的管壓降、導(dǎo)通、關(guān)斷、開(kāi)通、截止損耗，電容ESR，線路損耗等，使得輸入輸出電壓比值要比式(25)的值要高。

3.3 Q2 和Q4 的軟開(kāi)關(guān)

開(kāi)通時(shí)刻:Q2、Q4可以實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，由于變壓器原邊有漏感的存在，電感量足夠提供C2、C4的能量交換時(shí)所需要的能量，可以在一定范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，即

關(guān)斷時(shí)刻:該電路副邊采用的是容性整流，在斷續(xù)模式下，由副邊反射到原邊的電壓足以使電流復(fù)位到0，Q2、Q4是在原邊電流復(fù)位到0 之后才關(guān)斷，因此它們可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。

3.4 Q1 和Q3 的軟開(kāi)關(guān)

開(kāi)通時(shí)刻:Q1、Q3開(kāi)通時(shí)，由于Lp的存在，限制了原邊電流的變化速率，使得ip從0 緩慢增長(zhǎng)，因此Q1、Q3可以零電流開(kāi)通。減小Q1、Q3驅(qū)動(dòng)電阻，使得開(kāi)關(guān)管開(kāi)通變快，可以進(jìn)一步降低了導(dǎo)通損耗。

關(guān)斷時(shí)刻:當(dāng)Q1、Q3關(guān)斷時(shí)，vQ1與vQ3的變化率一部分取決于C1和C3，當(dāng)C1、C3容值足夠大時(shí)，當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，vQ1、vQ3不會(huì)發(fā)生突變，因此在開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬間流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流與電壓乘積幾乎忽略不計(jì)，降低開(kāi)關(guān)關(guān)斷損耗。分別在Q1、Q3的d、s兩端并聯(lián)電容器可以進(jìn)一步減小電壓上升速率。

3.5 副邊整流二極管反向恢復(fù)分析

本文所提出的電路拓?fù)洳捎玫氖侨菪哉?，副邊沒(méi)有濾波電感的作用，若電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下，二極管不存在反向恢復(fù)的現(xiàn)象，降低電路損耗。整流二極管兩端的電壓由輸出電壓決定，從而可降低輸出整流二極管的電壓定額，并且不需要添加正常連續(xù)模式下對(duì)整流二極管保護(hù)的RCD 吸收電路，節(jié)約電路成本。當(dāng)在連續(xù)模式狀態(tài)下運(yùn)行時(shí)，可以使得所有開(kāi)關(guān)管均實(shí)現(xiàn)ZVS，但較高的電流變化率造成整流二極管的反向恢復(fù)和高壓振鈴，還需要增大諧振電感，減小變比，從而必須選擇耐壓高的整流二極管，外加RCD 吸收。因此，該電路拓?fù)鋺?yīng)設(shè)計(jì)應(yīng)用于斷續(xù)模式下。

3.6 隔直電容Cbl參數(shù)設(shè)計(jì)以及暫、穩(wěn)態(tài)分析

從第2 節(jié)模態(tài)分析可以看出:在保證正負(fù)半周期對(duì)稱的前提下，當(dāng)Q1、Q2導(dǎo)通，Q3、Q4關(guān)斷時(shí)，B點(diǎn)對(duì)地電壓為Vin；當(dāng)Q1、Q2關(guān)斷，Q3、Q4導(dǎo)通時(shí)，B點(diǎn)對(duì)地電壓為0；在其他狀態(tài)下，B點(diǎn)對(duì)地電壓都為Vin/2。即:t0～t5期間，B點(diǎn)對(duì)地電壓vB＝Vin/2；t5～t6期間，vB＝0；t6～t11期間，vB＝Vin/2；t11～t0期間，vB＝Vin。如圖4 所示為B點(diǎn)對(duì)地電壓vB波形和變壓器原邊電壓vp波形。由于vCbl＝vB－vp，可推導(dǎo)出vCbl基本穩(wěn)定在Vin/2。該電路原邊開(kāi)關(guān)器件始終按規(guī)律動(dòng)作，因此，在啟動(dòng)時(shí)電路仍保持在一個(gè)動(dòng)態(tài)平衡過(guò)程中，當(dāng)vCbl增長(zhǎng)至Vin/2 時(shí)，達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

圖4 vB 與vp 電壓波形

隔直電容Cbl容值的確定，要求在輸出滿載時(shí)，隔直電容電壓變化量｜ΔvCbl｜≤1%Vin。因此，根據(jù)式(19)，及

可得:

一般開(kāi)關(guān)器件輸出電容遠(yuǎn)小于隔直電容，則上式可化簡(jiǎn)為:

則

3.7 對(duì)比分析

表1 展示本文提出的電路拓?fù)渑c文獻(xiàn)[17]提出的電路拓?fù)潢P(guān)于電流應(yīng)力、電壓應(yīng)力、軟開(kāi)關(guān)方式及情況，還有整流二極管反向恢復(fù)的對(duì)比。從表1 中可以看出，本文所提出的電路原邊開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力均為Vin/2，而文獻(xiàn)[17]中所提出的電路Q3的電壓應(yīng)力為Vin/2＋ΔvCbl/2。本文提出的電路的Q2、Q4的電流應(yīng)力要小，而且軟開(kāi)關(guān)更加容易實(shí)現(xiàn)，還有副邊整流二極管無(wú)反向恢復(fù)問(wèn)題，缺點(diǎn)在于沒(méi)有濾波電感，輸出電流紋波大；Q1、Q3的電流應(yīng)力也比文獻(xiàn)[17]的要大。

表1 比較元器件各參數(shù)

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

圖4 為直流母線輸入200V 時(shí)實(shí)際B 點(diǎn)對(duì)地電壓vB波形與變壓器原邊電壓vp波形。搭建實(shí)際硬件電路如圖5 所示，該平臺(tái)選用開(kāi)關(guān)器件型號(hào)為IRFP460LCPBF，整流二極管型號(hào)為PS20U300S。該變換器設(shè)計(jì)參數(shù)如表2 所示。

表2 設(shè)計(jì)參數(shù)

圖5 500 W 原理樣機(jī)

圖6 所示為直流母線輸入250 V 時(shí)實(shí)際變壓器原邊電壓和原邊電流波形。其原邊電壓高電平約為125 V，持續(xù)時(shí)間為7.5 μs，低電壓約為－125 V，持續(xù)時(shí)間為7.5 μs，原邊電流的變化率由電感量的大小決定，實(shí)際波形與理論相符。圖7 所示為直流母線輸入250 V 時(shí)實(shí)際變壓器副邊電壓和原邊電流波形。其副邊電壓高電平約為100 V，持續(xù)時(shí)間為8 μs，低電壓約為－100 V，持續(xù)時(shí)間為8 μs，從圖中可以看出電流復(fù)位是由變壓器副邊電壓導(dǎo)致。

圖6 變壓器原邊電壓波形和原邊電流波形

圖7 變壓器副邊電壓波形和原邊電流波形

經(jīng)測(cè)量，圖6、圖7 中變壓器原、副邊電壓波形高、低電平持續(xù)時(shí)間相同，是關(guān)于零電平對(duì)稱的。而在零電平時(shí)存在振蕩，原因在于線路和變壓器在高頻狀態(tài)下的寄生參數(shù)引起。圖8 所示為直流母線輸入170 V 時(shí)實(shí)際整流二極管電壓、電流波形，沒(méi)有反向恢復(fù)的問(wèn)題。圖9 為Q4的漏極和源極之間的電壓與電流以及柵極和源極之間的電壓，從圖中可以看出，Q4實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，零電流關(guān)斷。

圖8 整流二極管電流

圖9 Q4 的vds、vgs和iQ

圖10 為Q3的漏極和源極之間的電壓與電流以及柵極和源極之間的電壓，從圖中可以看出，Q3實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)通，零電壓關(guān)斷。圖11(a)為直流母線輸入150 V 時(shí)隔直電容電壓?jiǎn)?dòng)波形圖；圖11(b)為直流母線輸入150 V 時(shí)，剔除直流分量后隔直電容電壓波形圖。

圖10 Q3 的vds、vgs和iQ3

圖11 隔直電容電壓波形

圖12(a)為直流母線輸入150 V 時(shí)飛跨電容啟動(dòng)電壓波形；圖12(b)為直流母線輸入150 V 時(shí)，飛跨電容電壓波形。圖13 所示的是相同輸入輸出電壓(輸入電壓:350 V，輸出電壓:159 V)情況下，不同負(fù)載的效率曲線，從圖中看出，不同負(fù)載效率都可達(dá)94%以上。由于該電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下，電流峰值較大，電流變化率也比較大，因此選擇元器件方面應(yīng)該選擇耐壓較大，電流較大的元器件。線徑也應(yīng)該更寬。

圖12 飛跨電容電壓波形

圖13 效率曲線

5 結(jié)論

本文提出一種新型容性整流ZVZCS 三電平直流變換器。該電路可用于許多高輸入DC－DC 工業(yè)應(yīng)用中，例如三相功率校正電路的后級(jí)變換器、微電網(wǎng)后級(jí)的DC－DC 變換器。通過(guò)文中分析和實(shí)驗(yàn)可以得到以下結(jié)論:在斷續(xù)模式下，開(kāi)關(guān)管電流分布均衡；增大了滯后管軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍；減小飛跨電容電流應(yīng)力；整流二極管無(wú)反向恢復(fù)，可實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)通。當(dāng)然，斷續(xù)模式下，也存在著缺點(diǎn)，如開(kāi)關(guān)器件電流峰值較高；EMI 差；輸出電壓與原邊漏感儲(chǔ)能有關(guān)系。該電路實(shí)驗(yàn)輸出功率達(dá)到500 W，效率可達(dá)到94.86%，可進(jìn)一步研究在大功率情況下的電路特性。