馮 丹，劉樹林

(西安科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，陜西西安 710054)

0 引言

隨著便攜式電子產(chǎn)品的普及，電子產(chǎn)品的充電特性和充電策略的研究變得極為重要。同時(shí)，簡化結(jié)構(gòu)和降低成本是驅(qū)動(dòng)電源技術(shù)發(fā)展的關(guān)鍵。反激式變換器常用的反饋方式有副邊反饋和原邊反饋。傳統(tǒng)的副邊反饋存在以下問題，由于光電耦合器和可控精密穩(wěn)壓源TL431的存在，使變換器體積大且成本較高；由于光電耦合器的待機(jī)功耗較大，會(huì)影響電路系統(tǒng)的整體效率；變換器的使用壽命通常會(huì)受制于光電耦合器。因此，將這2種元器件去除的原邊反饋反激變換器能有效地解決上述問題[1-2]，在便攜式電子產(chǎn)品、適配器、LED照明等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。

原邊反饋技術(shù)是近年來研究的熱門話題，文獻(xiàn)[3]提出了一種數(shù)字控制的原邊反饋反激式DC-DC轉(zhuǎn)換器，實(shí)現(xiàn)了在TC、CC、CV模式下為鋰電池充電。文獻(xiàn)[4]為了消除變壓器漏感對系統(tǒng)的影響，采用輔助繞組自適應(yīng)消隱技術(shù)，提出了一種恒流恒壓輸出的低功耗原邊控制芯片。文獻(xiàn)[5]提出一種基于電壓傳感方案的原邊反饋反激變換器，提高了系統(tǒng)效率，并且去除了輔助繞組，簡化了整體電路。文獻(xiàn)[6]為了解決在極輕負(fù)載條件下，原邊反饋反激變換器處于猝發(fā)模式無法精準(zhǔn)控制輸出電壓這一問題，提出一種通過間接檢測猝發(fā)時(shí)間控制輸出電壓紋波的電路。文獻(xiàn)[7]采用中點(diǎn)采樣法，原邊反饋反激式變換器實(shí)現(xiàn)了高精度恒流控制，可在操作模式DCM和CCM之間切換。文獻(xiàn)[8]提出了具有多路輸出能力的原邊反饋反激變換器，具有較好的交叉調(diào)整率。由此可見，原邊反饋反激變換器逐漸向多模式下恒流恒壓以及更高的系統(tǒng)效率快速發(fā)展，但是目前它依然存在一些問題。在原邊反饋反激變換器中采樣的反饋電壓會(huì)受到副邊二極管導(dǎo)通壓降的影響，并且相對于副邊反饋，原邊反饋的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較慢。針對這些問題提出了高精度采樣技術(shù)，近年來，許多文獻(xiàn)對此展開了研究，文獻(xiàn)[9]選取副邊電流從最大值降為0這一區(qū)間的2/3點(diǎn)處作為反饋電壓的采樣點(diǎn),并不能精確確定采樣點(diǎn)，采樣精度低；文獻(xiàn)[10-11]采用數(shù)字控制的高精度采樣補(bǔ)償方案實(shí)現(xiàn)了恒壓輸出。文獻(xiàn)[12]采取數(shù)模結(jié)合的方法，利用數(shù)字跟蹤技術(shù)提高了采樣精度，但實(shí)現(xiàn)起來較復(fù)雜。

本文設(shè)計(jì)的高精度采樣電路由過零檢測電路、數(shù)字高頻控制電路和四通道循環(huán)采樣存儲(chǔ)器構(gòu)成，該電路能避免二極管對采樣反饋電壓的影響，實(shí)現(xiàn)高精度采樣，同時(shí)該方法不需要數(shù)模轉(zhuǎn)換電路，簡化了電路結(jié)構(gòu)。

1 原邊反饋反激變換器電路原理

原邊反饋技術(shù)是通過采樣變壓器原邊輔助繞組上的電壓來反映輸出電壓的變化情況，從而實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的控制。原邊反饋反激變換器電路如圖1所示。

圖1中，變壓器M0有3個(gè)繞組，分別是原邊主繞組NP、原邊輔助繞組NX、副邊繞組NS，IP為原邊電流，IS為副邊電流，IO為輸出端電流。原邊主繞組在Q導(dǎo)通期間儲(chǔ)存能量，Q關(guān)斷時(shí)D1導(dǎo)通，存儲(chǔ)在變壓器中的能量通過副邊繞組傳輸?shù)捷敵龆?，原邊輔助繞組的同名端為輔助電源電壓正端，輔助電源為芯片提供工作電壓。R1和R2構(gòu)成分壓電阻網(wǎng)絡(luò)得到反饋電壓VFB，并輸入控制芯片對輸出電壓實(shí)施控制。

本文設(shè)計(jì)的高精度采樣電路針對于DCM反激變換器，DCM工作波形如圖2所示。

當(dāng)變換器工作于DCM時(shí)，t0時(shí)刻開關(guān)管Q導(dǎo)通，原邊電壓為上正下負(fù)，耦合到副邊電壓為上負(fù)下正，因此二極管D1處于關(guān)斷狀態(tài)，原邊電流線性增加，副邊電流為0。t1時(shí)刻開關(guān)管Q關(guān)斷，原邊電流耦合到副邊，二極管D1導(dǎo)通，向輸出端傳輸能量，副邊電流線性下降。當(dāng)IS>IO時(shí)，儲(chǔ)存在變壓器中的能量既為電容C充電，又為電阻RL提供能量，當(dāng)IS

2 高精度采樣原理及關(guān)鍵技術(shù)

2.1 高精度采樣原理

反激變換器工作于DCM時(shí)的原、副邊電流及原邊輔助繞組的電壓波形如圖2所示。

t0～t1階段：Q導(dǎo)通，原邊電流IP線性增加，VFB與Vi成反比，直到t1時(shí)刻Q關(guān)斷。

t1～t2階段：Q關(guān)斷時(shí)D1導(dǎo)通，存儲(chǔ)在變壓器中的能量將通過副邊繞組傳遞到輸出端口，原邊電流為0，副邊電流線性下降。由圖1可知，此時(shí)副邊繞組兩端的電壓由二極管正向壓降VD1和輸出電壓VO組成，且VD1隨著副邊電流IS而變化，副邊繞組兩端的電壓VNs為

VNs=VO+VD1

(1)

因此根據(jù)副邊繞組與原邊輔助繞組的關(guān)系和電阻分壓可得VFB為

(2)

二極管正向壓降隨著副邊繞組的電流減小而減小，當(dāng)t=t2時(shí)，IS下降為0，VD1為0，若此時(shí)獲得VFB，則可以精確獲得輸出電壓，故將該點(diǎn)電壓記為膝點(diǎn)電壓Vknee，即

(3)

由圖2可知，t1時(shí)刻對應(yīng)的最大反饋電壓記為點(diǎn)A，t2時(shí)刻對應(yīng)的膝點(diǎn)電壓記為點(diǎn)B，t3時(shí)刻對應(yīng)的最小反饋電壓記為點(diǎn)C，AB段反饋電壓下降緩慢，BC段反饋電壓迅速下降。因此，本文利用反饋電壓在膝點(diǎn)B后斜率變化較大的特性，通過電壓比較器比較反饋電壓VFB與經(jīng)RC延遲電路后的反饋電壓Vdelay來實(shí)現(xiàn)對膝點(diǎn)的檢測，即當(dāng)Vdelay>VFB時(shí)，表明副邊電流過零，但此刻反饋電壓已過膝點(diǎn)。為了解決這一問題，本文采用兩通道循環(huán)采樣策略，當(dāng)發(fā)生副邊電流過零時(shí)立即停止采樣，此時(shí)，有一個(gè)通道保留著之前的原邊反饋電壓值，又因?yàn)樵谙c(diǎn)之后，斜率變化大，只有找出最早的通道中保留的電壓值，才更接近膝點(diǎn)電壓，因此，在兩通道采樣電路中，將副邊過零時(shí)采樣通道向前推一個(gè)通道的電容采樣值作為膝點(diǎn)電壓，從而，可以得出準(zhǔn)確的輸出電壓。

2.2 高精度輸出電壓反饋采樣技術(shù)

高精度采樣電路如圖3所示，由過零檢測電路、高頻控制模塊和兩通道循環(huán)采樣保持電路構(gòu)成。過零檢測電路中，RC延時(shí)電路使Vdelay滯后于VFB，一旦Vdelay>VFB，比較器輸出高電平，即拉高副邊過零標(biāo)志信號。采樣保持電路有2個(gè)通道，每個(gè)通道由采樣開關(guān)管、采樣保持電容及傳輸開關(guān)管組成，當(dāng)開關(guān)管Q關(guān)斷時(shí)，高頻控制模塊控制開關(guān)管S1、S2循環(huán)導(dǎo)通，使采樣保持電容C1、C2實(shí)現(xiàn)循環(huán)充放電采樣，當(dāng)副邊電流過零標(biāo)志位拉高時(shí)停止采樣，并取電流過零后的前一通道的電容電壓作為膝點(diǎn)電壓。

若采樣停止在通道2，對應(yīng)的電容采樣值為VC2，則取通道1的電容采樣值VC1作為膝點(diǎn)電壓，從而，避開了反饋電壓的快速下降區(qū)間，可以得到更準(zhǔn)確的輸出電壓，如圖4所示。

3 高精度采樣電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 過零檢測電路參數(shù)設(shè)計(jì)

圖2中，t1～t2階段：以t1時(shí)刻為坐標(biāo)原點(diǎn)，點(diǎn)A坐標(biāo)為(0，VFB,max)，VFB,max可表示為

(4)

點(diǎn)B坐標(biāo)為(T1，Vknee)，ILP2為峰值電流，LS為副邊電感，VO為輸出電壓，T1為副邊電流從最大值下降至0的時(shí)間，可表示為：

(5)

將AB段近似為直線，可得AB段反饋電壓方程為

(6)

根據(jù)式(6)與RC延時(shí)電路推出Vdelay電壓方程為

(7)

使原邊反饋電壓與經(jīng)過RC延時(shí)電路的電壓差值小于電壓比較器的閾值電壓Vth，可得出以下關(guān)系式

|udelay(t)-uFB(t)|

(8)

因此，過零檢測延時(shí)電路中R3與C3應(yīng)滿足：

(9)

設(shè)原邊反饋電壓經(jīng)過RC電路延時(shí)了1 ns，故將t=1 ns代入式(9)中得：

(10)

3.2 循環(huán)采樣頻率設(shè)計(jì)

圖2中，t2～t3階段：原邊反饋電壓迅速下降且原邊電感LP和Q管源漏兩端的寄生電容CDS發(fā)生串聯(lián)諧振，以t2時(shí)刻為坐標(biāo)原點(diǎn)，原邊電壓方程為

(11)

由式(11)可得振蕩周期為

(12)

為保證更準(zhǔn)確地采樣到膝點(diǎn)電壓，在BC區(qū)間內(nèi)，即時(shí)間T/2內(nèi)至少采樣4個(gè)點(diǎn)，故采樣周期需滿足以下要求：

(13)

故循環(huán)采樣頻率需滿足以下要求：

(14)

3.3 采樣保存電容設(shè)計(jì)

采樣保持電路中開關(guān)管的開啟電阻Ron與采樣保存電容C1、C2的時(shí)間常數(shù)應(yīng)小于高頻控制模塊的采樣周期的10%，即

(15)

4 仿真分析及驗(yàn)證

電路采用Hspice軟件進(jìn)行仿真。采樣原邊反饋電壓仿真波形如圖5所示。

開關(guān)頻率采用50 kHz，采樣頻率采用1.5 MHz，過零檢測電路中R3取1 kΩ，C3取40 pF，由仿真波形可得，當(dāng)副邊電流過零標(biāo)志位拉高時(shí)，測得膝點(diǎn)電壓為1.96 V。系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，VO=5 V，結(jié)合系統(tǒng)結(jié)構(gòu)參數(shù)NX/NS=1，R2/(R1+R2)=0.4得VFB=2 V。根據(jù)式(16)得采樣電壓精度為98%。

(16)

5 結(jié)束語

本文提出的高精度采樣電路利用原邊反饋電壓在膝點(diǎn)電壓前后斜率變化較大的特點(diǎn)，采用副邊電流過零檢測，高頻控制兩通道循環(huán)采樣保持電路，并確定了過零檢測電路關(guān)鍵參數(shù)，循環(huán)采樣頻率以及采樣保持電容，實(shí)現(xiàn)了輸出電壓的精確反饋。采用Hspice軟件進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果顯示采樣反饋電壓精度為98%。