郝建偉， 鮑久圣， 葛世榮， 胡而已， 楊小林， 陰 妍

[1.中國(guó)礦業(yè)大學(xué) 機(jī)電工程學(xué)院，江蘇 徐州 221116；2.中國(guó)礦業(yè)大學(xué)(北京) 機(jī)電與信息工程學(xué)院,北京 100083；3.北京百正創(chuàng)源科技有限公司，北京 100081]

0 引 言

煤礦智能化是煤炭工業(yè)高質(zhì)量發(fā)展的核心技術(shù)支撐。加快煤礦智能化發(fā)展，是中國(guó)煤炭工業(yè)高質(zhì)量發(fā)展的戰(zhàn)略任務(wù)和必由之路[1]。帶式輸送機(jī)作為煤礦井下主要的煤炭運(yùn)輸設(shè)備，正朝著重型化、智能化的方向發(fā)展[2]。當(dāng)今帶式輸送機(jī)多采用交流異步電機(jī)配合減速器、液力耦合器等中間傳動(dòng)裝置進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，存在效率低、起動(dòng)不平穩(wěn)、重載起動(dòng)困難等問(wèn)題，制約著帶式輸送機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的智能化發(fā)展。永磁同步電機(jī)(PMSM)工作原理不同于異步電機(jī)，具有低轉(zhuǎn)速、大轉(zhuǎn)矩、功率因數(shù)高等特性，可直接驅(qū)動(dòng)帶式輸送機(jī)，無(wú)需中間傳動(dòng)裝置，提高了系統(tǒng)的傳動(dòng)效率和可靠性，便于實(shí)現(xiàn)智能化控制[3]。

當(dāng)前，在傳統(tǒng)PID調(diào)速控制策略的基礎(chǔ)上，國(guó)內(nèi)外研究學(xué)者又提出了許多先進(jìn)的PMSM調(diào)速控制策略，例如：Klinlaor等[4]提出了一種抗飽和的PI控制策略調(diào)節(jié)PMSM的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速，減小了電機(jī)起動(dòng)轉(zhuǎn)矩的超調(diào)量和反應(yīng)時(shí)間；楊永樂(lè)等[5]針對(duì)PMSM調(diào)速系統(tǒng)易受電機(jī)參數(shù)負(fù)載擾動(dòng)變化影響的問(wèn)題，提出了基于負(fù)載觀測(cè)的滑模變結(jié)構(gòu)的PMSM矢量調(diào)速控制，提高了系統(tǒng)反應(yīng)速度和魯棒性；孫玉良等[6]在傳統(tǒng)矢量控制的基礎(chǔ)上引入了模型參考自適應(yīng)控制算法，實(shí)現(xiàn)了PID控制器中參數(shù)的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，降低了系統(tǒng)的控制誤差；王福杰[7]對(duì)比分析了模糊PID控制和BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制的PMSM調(diào)速方案，得出了神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制抗擾動(dòng)優(yōu)于模糊PID控制，而在實(shí)時(shí)性方面模糊PID控制更有優(yōu)勢(shì)的結(jié)論。

在帶式輸送機(jī)的多電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，多電機(jī)同時(shí)工作易出現(xiàn)電機(jī)間不同步運(yùn)轉(zhuǎn)現(xiàn)象[8]，甚至造成電機(jī)損壞。針對(duì)該現(xiàn)象國(guó)內(nèi)外研究人員提出了不同的多電機(jī)同步控制策略，例如：蔣毅[9]將模糊理論與虛擬主軸控制結(jié)構(gòu)相結(jié)合，優(yōu)化了系統(tǒng)同步性能；Zhang等[10]將模型預(yù)測(cè)控制與相鄰耦合控制結(jié)構(gòu)結(jié)合，提出了基于串級(jí)預(yù)測(cè)控制的速度同步控制方法，提高了系統(tǒng)的抗干擾能力和同步性能等。

目前國(guó)內(nèi)外的研究重點(diǎn)多針對(duì)于高速小功率PMSM，對(duì)礦用低速大功率PMSM研究相對(duì)較少。模糊控制、模型參考自適應(yīng)控制和人工智能控制算法多與PID控制算法相結(jié)合，可以實(shí)現(xiàn)PID控制器中參數(shù)的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，但是其需要對(duì)建立的模型進(jìn)行大量訓(xùn)練以此獲得精確的參數(shù)調(diào)整規(guī)則，實(shí)現(xiàn)過(guò)程較復(fù)雜，也受限于PID控制算法自身原理的缺陷，難以達(dá)到較優(yōu)異的控制性能；滑模變結(jié)構(gòu)控制擺脫了傳統(tǒng)PID控制算法的限制，但在進(jìn)行控制律切換時(shí)存在抖振問(wèn)題，降低了控制精度等。因此，基于當(dāng)前帶式輸送機(jī)多PMSM調(diào)速控制策略、同步控制策略研究的不足和自抗擾控制(ADRC)在抗干擾能力、調(diào)節(jié)速度上的顯著優(yōu)勢(shì)，本文提出了基于ADRC的帶式輸送機(jī)多永磁電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)同步控制策略，通過(guò)在MATLAB/Simulink中對(duì)比仿真分析，驗(yàn)證其能有效提高帶式輸送機(jī)多電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的抗干擾能力、控制精度和同步性能。

1 PMSM自抗擾調(diào)速控制策略

為了解決傳統(tǒng)PMSM調(diào)速控制策略中PID控制器的缺陷，韓京清[11]于20世紀(jì)末提出了ADRC的概念和結(jié)構(gòu)原理。如圖1所示，ADRC主要由跟蹤微分器(TD)、擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)和非線性反饋控制律(NLSEF)3部分組成。

圖1 ADRC結(jié)構(gòu)原理圖

傳統(tǒng)的非線性自抗擾控制(NLADRC)設(shè)計(jì)和調(diào)參較復(fù)雜，故本文將基于線性自抗擾控制(LADRC)并以id=0矢量控制為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)2種不同的PMSM自抗擾調(diào)速控制策略。

1.1 一階ADRC控制器設(shè)計(jì)

圖2為一階LADRC控制器調(diào)速控制策略，將傳統(tǒng)矢量雙閉環(huán)控制中的轉(zhuǎn)速環(huán)PID控制器替換成一階LADRC控制器，電流環(huán)仍采用PID控制器實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)的矢量調(diào)速控制，其設(shè)計(jì)過(guò)程如下。

圖2 一階LADRC調(diào)速控制策略框圖

由PMSM機(jī)械運(yùn)動(dòng)方程可知：

(1)

式中：ωm為電機(jī)機(jī)械角速度；TL為電機(jī)負(fù)載轉(zhuǎn)矩；p、J、φf(shuō)、B分別為電機(jī)極對(duì)數(shù)、轉(zhuǎn)動(dòng)慣量、定子磁鏈和阻尼系數(shù)；iq為電機(jī)q軸分量電流。

(2)

由于轉(zhuǎn)速環(huán)控制不需要生成轉(zhuǎn)速的微分信號(hào)，故省略TD。結(jié)合上述設(shè)計(jì)速度環(huán)LADRC控制器的ESO和NLSEF為

(3)

(4)

式中：zv1為轉(zhuǎn)速觀測(cè)信號(hào)；zv2為轉(zhuǎn)速中未知干擾的觀測(cè)信號(hào)；nref為電機(jī)給定轉(zhuǎn)速；βv1、βv01、βv02為待定系數(shù)；uv為一階LADRC控制信號(hào)；δv為線性段的區(qū)間長(zhǎng)度，取0.01。

電流環(huán)采用PI控制器即可滿足要求，其設(shè)計(jì)較簡(jiǎn)單，本文不做過(guò)多闡述，其控制器參數(shù)為Kpd=Kpq=20，Kid=Kiq=150。

1.2 二階ADRC控制器設(shè)計(jì)

由于ADRC具有處理高階被控對(duì)象的特性，所以提出第2種基于LADRC控制器的調(diào)速控制策略。如圖3所示，將速度控制器和q軸電流控制器整合成二階LADRC控制器，其設(shè)計(jì)過(guò)程如下。

圖3 二階LADRC調(diào)速控制策略框圖

對(duì)式(1)求導(dǎo)后并化簡(jiǎn)得：

(5)

(6)

設(shè)計(jì)二階速度-電流環(huán)LADRC控制器TD為

(7)

式中:v1為轉(zhuǎn)速的跟蹤信號(hào)；v2為轉(zhuǎn)速跟蹤信號(hào)的微分信號(hào)；fh為最速控制綜合函數(shù)，其具體推導(dǎo)過(guò)程可參考文獻(xiàn)[11],其數(shù)學(xué)公式為

(8)

式中:r為決定跟蹤速度的速度因子；h0為TD的濾波因子，取0.01；sign(·)為符號(hào)函數(shù)。

設(shè)計(jì)二階速度-電流環(huán)LADRC控制器的ESO和NLSEF分別為

(9)

(10)

式中：β01、β02、β03、β1、β2為待定系數(shù)；z1和z2分別是v1和v2的觀測(cè)信號(hào)；z3為未知干擾的觀測(cè)信號(hào)；u為二階LADRC控制信號(hào)。

1.3 PMSM調(diào)速控制策略仿真

選定某品牌大功率PMSM為研究對(duì)象，開(kāi)展仿真對(duì)比分析，具體參數(shù)如表1所示。

表1 PMSM參數(shù)

在MATLAB/Simulink中搭建基于LADRC控制器矢量調(diào)速控制模型，如圖4所示。

圖4 LADRC控制器矢量控制模型圖

表2 一階LADRC控制器參數(shù)

表3 二階LADRC控制器參數(shù)

為了比較3種不同控制策略性能的優(yōu)劣，在3種不同運(yùn)轉(zhuǎn)工況下進(jìn)行了電機(jī)仿真試驗(yàn)對(duì)比。

1.3.1 電機(jī)空載運(yùn)轉(zhuǎn)工況

帶式輸送機(jī)電機(jī)空載運(yùn)轉(zhuǎn)階段僅需承受輸送帶的自重，故設(shè)空載運(yùn)轉(zhuǎn)工況下所受負(fù)載轉(zhuǎn)矩為5 000 N·m，其生成轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩曲線如圖5、圖6所示。

圖5 空載工況下電機(jī)的輸出速度曲線

圖6 空載工況下電機(jī)的輸出電磁轉(zhuǎn)矩曲線

由圖5、6看出，空載工況下基于PI控制器和一階LADRC控制器的電機(jī)在起動(dòng)時(shí)超調(diào)量較大，需要較長(zhǎng)時(shí)間才能達(dá)到額定轉(zhuǎn)速，而二階LADRC控制器的電機(jī)幾乎無(wú)超調(diào)，在0.1 s就達(dá)到了額定轉(zhuǎn)速，并且基于二階LADRC控制器的電機(jī)輸出轉(zhuǎn)速和電磁轉(zhuǎn)矩的整體波動(dòng)均更小。電機(jī)起動(dòng)時(shí)由于給定的速度信號(hào)是階躍起動(dòng)信號(hào)，會(huì)導(dǎo)致電機(jī)輸入電流過(guò)大，而實(shí)際電機(jī)很難能承受過(guò)大電流，所以帶式輸送機(jī)驅(qū)動(dòng)電機(jī)應(yīng)采用軟起動(dòng)的方式，由于本文僅對(duì)控制策略性能進(jìn)行比較驗(yàn)證，在此對(duì)其起動(dòng)方式不做過(guò)多闡述。

1.3.2 電機(jī)滿載運(yùn)轉(zhuǎn)工況

當(dāng)帶式輸送機(jī)由于各種故障導(dǎo)致停機(jī)而再次起動(dòng)時(shí)，電機(jī)往往處于滿負(fù)載的工況下，設(shè)其滿載工況的負(fù)載轉(zhuǎn)矩為電機(jī)的額定負(fù)載轉(zhuǎn)矩50 935 N·m，其生成轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩曲線如圖7、圖8所示。

圖7 滿載工況下電機(jī)的輸出速度曲線

圖8 滿載工況下電機(jī)的輸出電磁轉(zhuǎn)矩曲線

從圖7、圖8可知，滿載工況下3種控制器均能較快地使電機(jī)達(dá)到穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)狀態(tài)，基于PI控制器的電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到穩(wěn)定前有一定波動(dòng)，基于一階LADRC控制器的電機(jī)轉(zhuǎn)速超調(diào)量最小，但是其輸出電磁轉(zhuǎn)矩波動(dòng)較大，基于二階LADRC控制器的電機(jī)轉(zhuǎn)速有輕微超調(diào)，達(dá)到穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)間較快，運(yùn)轉(zhuǎn)期間輸出電磁轉(zhuǎn)矩波動(dòng)最小。

1.3.3 電機(jī)處于變負(fù)載運(yùn)轉(zhuǎn)工況

表4中，設(shè)置帶式輸送機(jī)遵循由空載—輕載—重載—停機(jī)的變負(fù)載運(yùn)行工況，其生成的速度、轉(zhuǎn)矩曲線，如圖9、圖10所示。

表4 電機(jī)變負(fù)載仿真工況

圖9 變負(fù)載工況下電機(jī)的輸出速度曲線

圖10 變負(fù)載工況下電機(jī)的輸出電磁轉(zhuǎn)矩曲線

由圖9、圖10可知，基于PI控制的電機(jī)轉(zhuǎn)速超調(diào)量較大，受到負(fù)載沖擊時(shí)調(diào)節(jié)時(shí)間較長(zhǎng)，電機(jī)輸出電磁轉(zhuǎn)矩波動(dòng)較大；基于一階LADRC控制的電機(jī)受到負(fù)載沖擊時(shí)反應(yīng)時(shí)間較快，但在起始時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)速存在超調(diào)，且在運(yùn)轉(zhuǎn)期間輸出電磁轉(zhuǎn)矩波動(dòng)也較大；基于二階LADRC控制的電機(jī)在極短時(shí)間內(nèi)幾乎無(wú)超調(diào)的達(dá)到額定轉(zhuǎn)速，運(yùn)轉(zhuǎn)期間輸出電磁轉(zhuǎn)矩波動(dòng)較小，受到負(fù)載沖擊時(shí)調(diào)節(jié)時(shí)間最短。

綜上所述，基于二階LADRC控制器的控制策略具有更好的控制性能，因此本文將基于二階LADRC控制器開(kāi)展帶式輸送機(jī)多永磁直驅(qū)系統(tǒng)同步控制策略研究。

2 帶式輸送機(jī)多永磁電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)同步控制策略

多永磁電機(jī)驅(qū)動(dòng)帶式輸送機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)由于存在機(jī)械安裝和制造誤差、落煤量差異等問(wèn)題，易造成電機(jī)間轉(zhuǎn)速不同步現(xiàn)象。傳統(tǒng)偏差耦合同步結(jié)構(gòu)雖然結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但其速度補(bǔ)償器為固定增益，僅考慮了轉(zhuǎn)動(dòng)慣量對(duì)各電機(jī)同步性能的影響[14]。因此本文基于模糊PI速度補(bǔ)償器提出了改進(jìn)型偏差耦合同步控制結(jié)構(gòu)(圖11)，其模糊PI速度補(bǔ)償器數(shù)學(xué)表達(dá)式為

圖11 改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)

(11)

2.1 模糊PI補(bǔ)償器設(shè)計(jì)

模糊PI補(bǔ)償器設(shè)計(jì)主要包括輸入輸出變量模糊化、建立模糊規(guī)則、模糊邏輯推理、解模糊化4個(gè)過(guò)程[15]。

輸入輸出變量模糊化。確定電機(jī)轉(zhuǎn)速差e和轉(zhuǎn)速差變化率ec的物理論域分別為[-2，2]和[-500，500]，ΔKp和ΔKi物理論域分別為[-10，10]和[-50，50],其中PI速度補(bǔ)償器初始值設(shè)為Kp=20，Ki=150。為了便于分析與計(jì)算本文選擇將輸入e、ec和輸出ΔKp、ΔKi的物理論域統(tǒng)一量化到 [-6，6]集合區(qū)間，將輸入e、ec和輸出ΔKp、ΔKi的物理量化論域集合均變換成模糊語(yǔ)言集合： {NB(負(fù)大),NM(負(fù)中),NS(負(fù)小),ZO(零),PS(正小),PM(正中),PB(正大)}，并確定如圖12所示的隸屬度曲線。

圖12 e、ec、ΔKp、ΔKi的隸屬度曲線

模糊規(guī)則和邏輯推理。依據(jù)長(zhǎng)期實(shí)踐的總結(jié)和專家經(jīng)驗(yàn)，建立如下模糊規(guī)則[16]：

(1) 當(dāng)轉(zhuǎn)速誤差e為PB、NB時(shí)，若轉(zhuǎn)速誤差變化率ec為NS、PS或者ZO時(shí)，應(yīng)當(dāng)在保證無(wú)超調(diào)的情況下盡量增大Kp；

(2) 當(dāng)轉(zhuǎn)速誤差變化率ec為PB、NB時(shí)，若e很小，應(yīng)減小Kp和Ki，反之應(yīng)當(dāng)增大Kp和Ki；

(3) 當(dāng)誤差e和ec同號(hào)時(shí)，說(shuō)明轉(zhuǎn)速誤差朝著增大的方向發(fā)展，應(yīng)該同時(shí)增大Kp和Ki；當(dāng)誤差e和ec異號(hào)時(shí)，說(shuō)明轉(zhuǎn)速誤差朝著減小的方向發(fā)展，應(yīng)當(dāng)減小Kp和Ki。

依據(jù)上述3條模糊規(guī)則建立ΔKp和ΔKi的模糊控制決策表如表5、表6所示。由于模糊控制中的解模糊化的常用方法固定，在Simulink中的Fuzzy Logic Controller模塊中自帶解模糊化過(guò)程，故這里針對(duì)解模糊化過(guò)程不做設(shè)計(jì)。

表5 ΔKp的模糊控制決策表

表6 ΔKi的模糊控制決策表

2.2 帶式輸送機(jī)永磁驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)同步控制仿真

為了驗(yàn)證改進(jìn)型偏差耦合同步控制策略的同步性能，開(kāi)展主從、傳統(tǒng)偏差耦合和改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)的同步控制仿真對(duì)比。3臺(tái)電機(jī)(電機(jī)參數(shù)相同)仿真工況仍遵循空載-輕載-重載-停機(jī)進(jìn)行研究，如圖13所示，其輸出轉(zhuǎn)速、電機(jī)同步誤差、電磁轉(zhuǎn)矩曲線如圖14～圖16所示。試驗(yàn)電機(jī)分別命名為電機(jī)1、電機(jī)2、電機(jī)3。

圖13 多PMSM仿真工況

圖14 3種控制結(jié)構(gòu)輸出轉(zhuǎn)速

圖15 3種控制結(jié)構(gòu)電機(jī)間同步誤差

圖16 3種控制結(jié)構(gòu)輸出電磁轉(zhuǎn)矩

由圖14對(duì)比可以看出，電機(jī)在起始時(shí)響應(yīng)速度均較快，當(dāng)電機(jī)2在第2 s受到的較大負(fù)載沖擊時(shí)，主從控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)2的轉(zhuǎn)速下降接近3 r/min，電機(jī)1和電機(jī)3轉(zhuǎn)速不發(fā)生變化，導(dǎo)致在第2 s時(shí)主從控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)間存在較大的轉(zhuǎn)速差；傳統(tǒng)偏差耦合控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)2轉(zhuǎn)速的變化引起了電機(jī)1和電機(jī)3的同步變化，但是其同步變化速度跟不上電機(jī)2轉(zhuǎn)速的下降速度，故電機(jī)2與另外2臺(tái)電機(jī)間也存在較大轉(zhuǎn)速差；改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)通過(guò)動(dòng)態(tài)調(diào)整PID速度補(bǔ)償器中的參數(shù)，使電機(jī)在轉(zhuǎn)動(dòng)過(guò)程中電機(jī)間轉(zhuǎn)速誤差始終保持在較小的范圍內(nèi)，因此在改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)中3臺(tái)電機(jī)僅存在較小的轉(zhuǎn)速誤差。由圖15也可以看出，主從控制結(jié)構(gòu)電機(jī)間同步性較差，最大轉(zhuǎn)速差達(dá)33 r/min；傳統(tǒng)偏差耦合控制同步性次之，最大轉(zhuǎn)速差接近2 r/min，而改進(jìn)型偏差耦合控制同步性最好，最大轉(zhuǎn)速差低于0.5 r/min。在實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中電機(jī)達(dá)到平穩(wěn)運(yùn)轉(zhuǎn)的前提是其輸出的電磁轉(zhuǎn)矩等于輸入的負(fù)載轉(zhuǎn)矩，當(dāng)電機(jī)輸出電磁轉(zhuǎn)矩增大的瞬時(shí)其速度會(huì)瞬間下降，反之速度會(huì)瞬間上升。從圖16對(duì)比分析可知，在第1 s 3臺(tái)電機(jī)同時(shí)受到接近的負(fù)載轉(zhuǎn)矩沖擊時(shí)，3種控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)的輸出電磁轉(zhuǎn)矩變化趨勢(shì)無(wú)明顯差異；在第2 s電機(jī)2受到較大沖擊后，主從控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)1和電機(jī)3的輸出電磁轉(zhuǎn)矩?zé)o變化，而偏差耦合同步控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)無(wú)主從之分，傳統(tǒng)偏差耦合控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)2的負(fù)載轉(zhuǎn)矩變化引起了電機(jī)2的輸出電磁轉(zhuǎn)矩的變化，電機(jī)2輸出電磁轉(zhuǎn)矩瞬間增加引起了電機(jī)1和電機(jī)3輸出電磁轉(zhuǎn)矩瞬間的微小跟隨變化，但是其瞬時(shí)增加趨勢(shì)較小，而改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)中電機(jī)1和電機(jī)3輸出電磁轉(zhuǎn)矩瞬時(shí)增加趨勢(shì)較大，該趨勢(shì)的大小會(huì)直接體現(xiàn)在電機(jī)間的轉(zhuǎn)速中；在第3 s時(shí)，電機(jī)1和電機(jī)3負(fù)載轉(zhuǎn)矩突變時(shí)，改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)在極短的時(shí)間內(nèi)3臺(tái)電機(jī)的輸出電磁轉(zhuǎn)矩就幾乎達(dá)到相同。綜上所述，改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)具有更好的同步性能。

3 結(jié) 語(yǔ)

本文基于ADRC技術(shù)、偏差耦合控制結(jié)構(gòu)、模糊PID控制算法，提出了基于ADRC的帶式輸送機(jī)多永磁電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)同步控制策略，開(kāi)展了相應(yīng)的仿真對(duì)比試驗(yàn)，得出如下結(jié)論：

(1) 基于二階ADRC控制器的大功率PMSM雙閉環(huán)矢量控制策略具有更好的跟蹤性能、響應(yīng)速度和控制精度，解決了大功率PMSM抗干擾能力弱、非線性強(qiáng)和調(diào)節(jié)時(shí)間慢的弊端。

(2) 基于模糊PID速度補(bǔ)償器的改進(jìn)型偏差耦合控制結(jié)構(gòu)進(jìn)行多永磁電機(jī)同步控制時(shí)，實(shí)現(xiàn)了PID速度補(bǔ)償器中參數(shù)的動(dòng)態(tài)自調(diào)整，電機(jī)間具有較好的同步性能和穩(wěn)定性，減少了由于不同步現(xiàn)象帶來(lái)的電機(jī)損耗，延長(zhǎng)了電機(jī)的使用壽命。

(3) 本文設(shè)計(jì)的控制策略雖然存在ADRC控制器難調(diào)參、仿真工況與實(shí)際工況有差別和缺乏物理試驗(yàn)等弊端，但是總體而言其對(duì)提高帶式輸送機(jī)多永磁電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)同步控制性能具有重要的研究?jī)r(jià)值和意義。