蘇詩(shī)慧，雷勇，羅茜，茍正峰，李永凱

（1.四川大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川 成都 610065；2.中國(guó)鐵塔股份有限公司瀘州市分公司，四川 瀘州 610041）

當(dāng)今能源問(wèn)題日益突出，近年來(lái)新型清潔能源在世界范圍內(nèi)得到了快速的發(fā)展。但在等離子顯示板（PDP）、光伏太陽(yáng)能系統(tǒng)（PV）和燃料電池等應(yīng)用中需要具有高功率密度、高效率和低電磁干擾（EMI）的DC-DC轉(zhuǎn)換器。為了滿足此類能源發(fā)電的并網(wǎng)和多種應(yīng)用場(chǎng)合的要求，可再生能源的輸出電壓必須提升到適當(dāng)?shù)乃?。所以，高升壓DC-DC變換器在可再生能源和不間斷電源（UPS）系統(tǒng)中起著重要的作用。同時(shí)，在一些對(duì)安全性要求較高的場(chǎng)合，如電動(dòng)汽車或基站光伏發(fā)電中，要求高頻變壓器能夠?qū)崿F(xiàn)輸入輸出電氣隔離[1]?？傮w而言，在該類應(yīng)用場(chǎng)合中，高效、高可靠性以及高功率密度的隔離型高增益升壓變換器已經(jīng)成為一個(gè)研究熱點(diǎn)。

傳統(tǒng)的Boost變換器為了實(shí)現(xiàn)高升壓，存在極限占空比、二極管反向恢復(fù)損耗等問(wèn)題[2]。同時(shí)，當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，由于變壓器漏感的存在，漏感電流沒(méi)有回路釋放，從而產(chǎn)生很大的電壓尖峰，導(dǎo)致需要使用緩沖電路來(lái)吸收該存儲(chǔ)能量[3]。為了優(yōu)化傳統(tǒng)Boost存在的上述問(wèn)題，文獻(xiàn)[4-5]使用開(kāi)關(guān)電容型變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的高增益，但是該拓?fù)鋵?duì)器件的數(shù)量需求量大，導(dǎo)致變換器體積過(guò)大，從而降低其功率密度。文獻(xiàn)[6-8]采用了級(jí)聯(lián)Boost電路的方法，文獻(xiàn)[9]在級(jí)聯(lián)的基礎(chǔ)上增加了有源鉗位單元以提升電壓增益，但眾多的級(jí)聯(lián)單元對(duì)于開(kāi)關(guān)管的同步控制提出了更高的穩(wěn)定性要求。文獻(xiàn)[10-11]利用耦合電感提高升壓比的同時(shí)進(jìn)一步優(yōu)化二極管的反向恢復(fù)損耗。文獻(xiàn)[12-13]通過(guò)在變壓器副邊側(cè)增加開(kāi)關(guān)電容來(lái)提高升壓增益，但是增多的器件降低了DC-DC的可靠性等等。

文章提出一種使用了倍壓?jiǎn)卧男滦透綦x式高升壓DC-DC變換器，該變換器一次側(cè)二極管及電容對(duì)電壓做一次提升，同時(shí)組成無(wú)源無(wú)損吸收電路回收漏感，將開(kāi)關(guān)管電壓鉗位，從而降低了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力也解決了極限占空比問(wèn)題。利用了變壓器的副邊繞組，與變壓器二次側(cè)形成諧振電路，實(shí)現(xiàn)二極管零電流關(guān)斷。同時(shí)，隔離型的拓?fù)溥€避免了非隔離型變換器存在的輸入、輸出信號(hào)干擾。

1 設(shè)計(jì)原理分析

所提變換器的等效電路圖如圖1所示，其中，變壓器包括勵(lì)磁電感Lm、漏感Lk，變壓器電壓比為np：ns=1：n。Lin為輸入電感，S為電源開(kāi)關(guān)，C1為鉗位電容，二極管D1和電容C2組成無(wú)緣無(wú)損吸收電路，CO為輸出電容，電容C3，C4用于吸收Ns側(cè)的能量以提升輸出濾波電容CO的電壓。

圖1 變換器的等效拓?fù)銯ig.1 The equivalent topology of the converter

1.1 模態(tài)分析

為了便于進(jìn)行模態(tài)分析，假定：1）所有無(wú)源器件和開(kāi)關(guān)器件都是理想的，不考慮寄生參數(shù)；2）電容C1，C2，C3，C4容量足夠大，且C3=C4；3）勵(lì)磁電感Lm足夠大，勵(lì)磁電流iLm是連續(xù)的。主要研究電路工作在CCM（連續(xù)導(dǎo)通模式）下的電路工作狀態(tài)，工作波形圖如圖2所示，Vds為開(kāi)關(guān)管兩端電壓。各種開(kāi)關(guān)模態(tài)的等效電路如圖3所示。

圖2 變換器的主要工作波形Fig.2 The main working waveforms of the converter

圖3 各種開(kāi)關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuit for each switching mode

模式1[t0—t1]：在此時(shí)間間隔內(nèi)，開(kāi)關(guān)S打開(kāi)。二極管D2，DO處于正向偏置狀態(tài)，二極管D1，D3截止，如圖3a所示。C1中存儲(chǔ)的能量傳送至變壓器的初級(jí)繞組，同時(shí)對(duì)勵(lì)磁電感Lm充電。輸入電感Lin接收來(lái)自C2和Vin的能量，副邊電容C3通過(guò)二極管D2充電，C4通過(guò)輸出二極管DO放電到輸出電容CO和負(fù)載RO。在此模式下，勵(lì)磁電感Lm與輸入電感Lin的電流持續(xù)線性增加，電感電流表示如下兩式所示，直到驅(qū)動(dòng)信號(hào)結(jié)束，該模式結(jié)束。

iLm(t)=iLm(t0)+VC1(t-t0)/Lm（1）

iLin(t)=(Vin+VC2)(t-t0)/Lin（2）

模式2[t1—t2]：在此階段，開(kāi)關(guān)S關(guān)斷。二極管D1，D3處于正向偏置狀態(tài)，二極管 D2，DO截止，如圖3b所示。此時(shí)，輸入電感Lin通過(guò)二極管D1對(duì)電容C1充電，勵(lì)磁電感Lm和漏感Lk通過(guò)二極管D1釋放能量，對(duì)電容C2充電。因此，存儲(chǔ)在漏感Lk中的能量通過(guò)二極管D1再循環(huán)，通過(guò)漏感Lk的電流快速且線性地減小，因此漏電感引起的尖峰電壓將消失而不需要使用緩沖電路。同時(shí)，副邊電容C3與變壓器副邊繞組一起對(duì)電容C4放電，輸出電容CO為負(fù)載RO供電，當(dāng)D3截止時(shí)該模式結(jié)束。該模式結(jié)束時(shí)，通過(guò)二極管D3的電流iD3下降為0，二極管D3實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。

在模式2階段，勵(lì)磁電感和輸入電流線性減少，表達(dá)式如下：

此時(shí)，變壓器副邊繞組與電容C3，C4諧振，狀態(tài)方程如下：

其中

式中：ωr為諧振角頻率；Zr為諧振阻抗。

模式3[t2—t3]：t2時(shí)刻起，開(kāi)關(guān)S繼續(xù)關(guān)閉。二極管D1處于正向偏置狀態(tài)，此時(shí)漏感能量已經(jīng)釋放完畢，二極管D3關(guān)斷，二極管D2，D3，DO截止，如圖3c所示，輸出電感CO繼續(xù)為負(fù)載RO供電。在t=t3時(shí)，電源開(kāi)關(guān)S再次接通，模式1再次開(kāi)始，進(jìn)入下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。

1.2 升壓增益

穩(wěn)態(tài)分析時(shí)，由于模式3的工作時(shí)間較短，重點(diǎn)分析工作模式1及模式2。其中，D為開(kāi)關(guān)S的導(dǎo)通占空比，n為變壓器變比，TS為開(kāi)關(guān)周期，忽略漏感對(duì)變換器增益的影響。

開(kāi)關(guān)S導(dǎo)通階段，從模式1中可得，勵(lì)磁電感Lm上的電壓為

同時(shí)，電容C3和C4的電壓可表示為

開(kāi)關(guān)S關(guān)斷階段，從模式2中可得：

根據(jù)勵(lì)磁電感Lm的伏秒平衡得：

其中

由此可得出該變換器的增益特性表達(dá)式為

進(jìn)而得出變換器在理想狀況下的電壓增益為

由式（14）可以看出，變換器的電壓增益M由占空比D及變壓器的電壓比n決定，便于根據(jù)實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景調(diào)整n，D的值來(lái)改變換器的升壓比。

1.3 器件電壓應(yīng)力

由工作模式2分析可得，開(kāi)關(guān)S關(guān)斷時(shí)，開(kāi)關(guān)電壓鉗位在電容電壓VC1及VC2上，因此開(kāi)關(guān)S的電壓應(yīng)力為

二極管D1，D2和D3的電壓應(yīng)力分別表示如下：

2 仿真與對(duì)比

設(shè)定參數(shù) D=0.378，fs=67 kHz，n=1.5，輸入電壓Vin=20 V。由理論計(jì)算可得VC1=50 V，VC2=30 V，VCo=200 V。由于漏感的存在，開(kāi)環(huán)仿真值略小于理論值。

圖4為滿足前文條件的仿真結(jié)果。

圖4 變換器的開(kāi)環(huán)仿真結(jié)果Fig.4 Open loop simulation results of the converter

由圖4變換器的開(kāi)環(huán)仿真結(jié)果可以看出，漏電感的尖峰電壓不會(huì)損害電源開(kāi)關(guān)，不再需要緩沖電路。因此理論上，與傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器相比提高了變換器的效率。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

3.1 參數(shù)設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證上述理論分析的準(zhǔn)確性，搭建了一臺(tái)160 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。

實(shí)驗(yàn)所需電路參數(shù)如下：額定功率PO=160 W，開(kāi)關(guān)頻率fs=67 kHz，變壓器匝數(shù)比n=1∶1.5，勵(lì)磁電感Lm=200 μH，漏感Lk=2 μH，鉗位電容C1=C2=10 μF/200 V，倍壓電容 C3=C4=2.2 μF/400 V，輸出濾波電容 CO=100 μF/400 V，二極管 D1，D2，D3，D4的型號(hào)為MBRT20300CT，開(kāi)關(guān)管S的型號(hào)為IRFB4227。

給定變換器的輸入電壓Vin為20 V，輸出電壓VO為200 V，負(fù)載RO=250 Ω，工作頻率為fs=67 kHz。

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖5為實(shí)驗(yàn)波形。

圖5 實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms

圖5a給出了輸入電壓Vin為20 V時(shí)輸出電壓VO與開(kāi)關(guān)管兩端電壓Vds的波形，可知該變換器具有高升壓的特性。同時(shí)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力接近電容C1和C2的電壓和，且無(wú)明顯電壓尖峰，實(shí)驗(yàn)證明了漏感電流被回收。圖5b，圖5c中給出變壓器副邊電流iNS及輸入電流iLin的實(shí)驗(yàn)波形均與理論分析與仿真一致。

圖6為上文所述變換器的效率隨輸出功率PO的變化曲線圖。

圖6 效率曲線Fig.6 Efficiency curve

由圖6可以看出，在160 W時(shí)，該變換器最大效率可達(dá)到91.83%。

3.3 工作特性對(duì)比分析

表1為文章所提變換器與傳統(tǒng)Boost變換器和其他被提出的改良隔離型變換器的電路特性對(duì)比。可以看出，所提拓?fù)潆妷涸鲆孀罡?，開(kāi)關(guān)管和二極管電壓應(yīng)力低。

表1 電路特性對(duì)比Tab.1 Comparison of circuit characteristics

4 結(jié)論

文章介紹了一種隔離型無(wú)緩沖單開(kāi)關(guān)DCDC變換器。所提出的變換器在實(shí)現(xiàn)電流隔離的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了電壓的高增益。

與傳統(tǒng)的隔離型變換器相比，由于開(kāi)關(guān)管的尖峰電壓可以被電容與二極管組成的無(wú)源吸收電路鉗位，因此該變換器的操作不再需要緩沖電路，節(jié)約了成本并提高了電路可靠性。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)證實(shí)，當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)閉時(shí)，尖峰電壓被切斷（模式2）。同時(shí)在變壓器副邊使用倍壓?jiǎn)卧?，進(jìn)一步提升了變換器的升壓比，同時(shí)，所提出的DC-DC變換器可提供多種高電壓增益倍數(shù)。

基于以上優(yōu)點(diǎn)，該變換器可以應(yīng)用于高升壓轉(zhuǎn)換的應(yīng)用場(chǎng)合，例如具有光伏或風(fēng)力渦輪發(fā)電機(jī)的微型并網(wǎng)逆變器。