陳志強(qiáng)，于 彬，劉 洋，楊定堃

（1.南瑞集團(tuán)有限公司（國網(wǎng)電力科學(xué)研究院有限公司），南京 211106；2.國電南瑞科技股份有限公司，南京 211106）

0 引言

近十幾年，國內(nèi)風(fēng)電機(jī)組單機(jī)容量等級不斷攀升，單機(jī)容量從kW 級往著MW 級方向不停更新?lián)Q代，目前陸上的主流風(fēng)機(jī)容量為2～5 MW，海上主流風(fēng)機(jī)容量更是達(dá)到了5～10 MW，并往更高的功率等級發(fā)展[1-3]。變流器作為風(fēng)電發(fā)電機(jī)組中并網(wǎng)環(huán)節(jié)的關(guān)鍵器件，其在整個發(fā)電機(jī)組中的重要性不言而喻，隨著機(jī)組單機(jī)容量的升級，變流器也跟隨著往大功率方向發(fā)展。

IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）具有開關(guān)頻率高、通態(tài)壓降小、驅(qū)動電路簡單且功率小等優(yōu)點(diǎn)，相比于GTO（可關(guān)斷晶閘管）、IGCT（集成門極換流晶閘管）等其他全控型功率器件在變流器等電力電子產(chǎn)品應(yīng)用中更具優(yōu)勢。但在大容量的風(fēng)電變流器設(shè)計中，使用單個IGBT 模塊的方案很難滿足技術(shù)要求。現(xiàn)有提高變流器系統(tǒng)容量的方式一般分為兩種：直接選用大容量電力電子功率模塊，或者使用小功率IGBT 模塊并聯(lián)實現(xiàn)。目前大功率的電力電子功率半導(dǎo)體器件如晶閘管等很難滿足變流器中控制要求。所以，從經(jīng)濟(jì)及應(yīng)用靈活性等角度出發(fā)，在大功率變流器應(yīng)用場景中大多采用IGBT 模塊并聯(lián)的技術(shù)方案[4-6]。通過模塊的并聯(lián)可以簡單、有效的提升模塊組件的通流能力，滿足大功率風(fēng)電變流器的設(shè)計需求。但并聯(lián)方案中并聯(lián)數(shù)量的選擇對風(fēng)電變流器系統(tǒng)穩(wěn)定及性能有較大影響。

在IGBT 模塊的并聯(lián)應(yīng)用研究中，現(xiàn)有研究對象更多的是模塊之間的不均流，對IGBT 模塊并聯(lián)數(shù)量的不同給變流器系統(tǒng)所帶來的影響的沒有充分研究。IGBT 模塊本身的輸出特性及溫度特性決定了不同并聯(lián)數(shù)量的IGBT 模塊給變流器系統(tǒng)帶來的影響差別較大[7]。本文從IGBT 模塊并聯(lián)數(shù)量對風(fēng)電變流器系統(tǒng)的穩(wěn)定性及性能兩個方面，首先分析IGBT 模塊并聯(lián)應(yīng)用中的不均流問題及IGBT 模塊并聯(lián)應(yīng)用中損耗問題，通過實驗及仿真的方法分別對不同并聯(lián)數(shù)量的IGBT 模塊所帶來的不均流及損耗問題進(jìn)行定性分析。最后對比不同IGBT 模塊并聯(lián)數(shù)量的數(shù)據(jù)結(jié)果，從變流器系統(tǒng)穩(wěn)定性及性能角度給出在IGBT 模塊并聯(lián)應(yīng)用中數(shù)量選擇的建議，為IGBT 模塊并聯(lián)應(yīng)用提供規(guī)則參考。

1 IGBT 模塊并聯(lián)應(yīng)用特性分析

1.1 靜態(tài)不均流特性

“靜態(tài)”是指IGBT 模塊在工作時已經(jīng)完全開通，影響其均流特性的主要是IGBT 自身輸出特性。

IGBT 功率模塊典型的輸出特性曲線如圖1所示（本文IGBT 模塊以FF450R17ME4 為例），該曲線門極驅(qū)動電壓VGE為15 V，不同結(jié)溫下集射極飽和壓降VCE（sat）與導(dǎo)通電流IC關(guān)系的特性曲線。并聯(lián)穩(wěn)態(tài)條件下，主要是兩個模塊的輸出特性不同影響到電流分配不均[8]。不同結(jié)溫下，IGBT 的飽和壓降VCE（sat）和導(dǎo)通電流IC的關(guān)系可近似擬合成線性，以結(jié)溫Tvj為25 ℃為例，可以擬合成：

圖1 IGBT 模塊的輸出特性

式（1）中通態(tài)電阻r、閾值電壓V0是和結(jié)溫Tvj有關(guān)的參數(shù)。

圖2中，電壓1V01、電壓2V02分別是兩塊IGBT模塊在導(dǎo)通電流為零時對應(yīng)的集射極電壓VCE。壓差1ΔV1、壓差2ΔV2分別是導(dǎo)通電流為IC1和IC2時對應(yīng)的兩模塊通態(tài)飽和壓降變化量。模塊1，2 的輸出特性可近似描述為：

圖2 不同IGBT 功率模塊輸出特性比較

由于模塊1，2 并聯(lián)，其集射極兩端電壓相等，所以有：

聯(lián)立以上等式，得到支路電流與IGBT 飽和壓降的關(guān)系式：

推導(dǎo)可知，IGBT 并聯(lián)應(yīng)用時，靜態(tài)下，飽和壓降較低的模塊將分得更多的電流。此外驅(qū)動電壓還會通過影響飽和壓降間接影響并聯(lián)模塊的均流。

1.2 動態(tài)不均流特性

“動態(tài)”是指IGBT 模塊處于開通或者關(guān)斷的時刻，影響其均流的因素是模塊自身轉(zhuǎn)移特性。

如圖3 所示，兩個轉(zhuǎn)移特性不一致的模塊并聯(lián)，當(dāng)給其施加相同的門極電壓VGE時，其中轉(zhuǎn)移特性陡峭的IGBT 模塊將承受更多的電流。除此之外，模塊的閾值電壓、輸入電容對并聯(lián)應(yīng)用的均流也有一定影響。

圖3 并聯(lián)模塊的轉(zhuǎn)移特性比較

2 模塊并聯(lián)數(shù)量對均流的影響

IGBT 并聯(lián)使用的方案中，多模塊并聯(lián)必然會帶來各個模塊不均流的現(xiàn)象，模塊并聯(lián)數(shù)量的選擇對均流現(xiàn)象有一定影響，模塊的不均流現(xiàn)象會影響變流器系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

IGBT 并聯(lián)使用中，不均流現(xiàn)象分靜態(tài)和動態(tài)兩大類。主要受自身參數(shù)、驅(qū)動參數(shù)及系統(tǒng)布局影響[9-10]。考慮到這幾點(diǎn)影響搭建測試平臺，分別對IGBT 模塊四并聯(lián)及IGBT 模塊兩并聯(lián)系統(tǒng)進(jìn)行雙脈沖測試。為了保證外部參數(shù)對測試結(jié)果的影響，選用同一測試平臺環(huán)境。

電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用雙向DC/DC Buck-Bost 電路，如圖4 所示，為模塊四并聯(lián)測試拓?fù)鋱D。

圖4 實驗電路拓?fù)涫疽?/p>

雙脈沖測試需要轉(zhuǎn)換的能量非常低，負(fù)載電感不必消耗任何熱量[11]。本實驗選用空芯電抗器，電感值為：

式中：VDC為直流母線電壓；IC為模塊導(dǎo)通電流；t1，t3為兩個開通脈沖時間。模塊的開通關(guān)斷時間長短及發(fā)射極電流大小對并聯(lián)均流性有一定影響，所以測試中，通過更改電抗器的電感值大小來保證實驗的一致性。根據(jù)式（6）可以計算出不同測試條件下的電感選用值。

實驗平臺如圖5 所示，由于IGBT 模塊的開關(guān)速度較快，會產(chǎn)生較高的di/dt，風(fēng)電變流器開關(guān)頻率一般為1 000～3 000 Hz，因此，對主回路的雜散電感有一定要求，本平臺采用雜散電感低的疊層母排連接。為了模擬真實工況，會在模塊底部進(jìn)行加熱使模塊底部溫度保持在125 ℃，使芯片溫度接近工作時的真實值。同時為了使工作溫度具有較高的一致性，實驗中將IGBT 模塊安裝在同一個大的散熱鋁基板上。主體回路在設(shè)計中，優(yōu)先保證IGBT 模塊電路、結(jié)構(gòu)的對稱性。本次實驗四并聯(lián)及兩并聯(lián)模塊采用相同的測試平臺。同樣為了保證模塊有較好的一致性，實驗中使用的模塊為同一批次的產(chǎn)品。驅(qū)動方式采用直接?xùn)艠O驅(qū)動連接，保證驅(qū)動信號的一致性。

圖5 實驗平臺主體3D 結(jié)構(gòu)及實物

（1）IGBT 模塊四并聯(lián)測試

（2）IGBT 模塊兩并聯(lián)測試

圖6 為IGBT 模塊四并聯(lián)雙脈沖測試波形，動態(tài)特性最大不均流度小于10%；靜態(tài)不均流度小于10%，圖7 為IGBT 模塊兩并聯(lián)雙脈沖測試波形，動態(tài)特性最大不均流度小于5%，靜態(tài)不均流度小于5%。

圖6 四并聯(lián)測試波形

圖7 兩并聯(lián)模塊測試波形

測試結(jié)果表明，在相同的測試環(huán)境中，IGBT模塊的兩并聯(lián)結(jié)構(gòu)其動態(tài)及靜態(tài)均流特性要優(yōu)于IGBT 模塊的四并聯(lián)。

3 模塊并聯(lián)數(shù)量對損耗的影響

IGBT 模塊的損耗主要由開關(guān)損耗、開通損耗及控制損耗，如圖8 所示。其中控制損耗較小，一般可以忽略不計[12-14]。

圖8 模塊損耗構(gòu)成

在結(jié)構(gòu)上，IGBT 模塊包含IGBT 芯片及Diode芯片，所以模塊損耗由兩例芯片構(gòu)成，可表示為：

式中：P 為IGBT 模塊損耗；PIGBT為IGBT 芯片損耗；PDiode為Diode 芯片損耗。其中：

式中：PIGBT-sw為IGBT 開關(guān)損耗；PIGBT-cond為IGBT導(dǎo)通損耗。

式中：fSW為IGBT 開關(guān)頻率；Eon，Eoff分別為IGBT單脈沖下開通、關(guān)斷損耗；Is為流過IGBT 的電流；VDC為直流側(cè)電壓；Iref為參考電流；Vref為參考電壓；Ksw為溫度修正系數(shù)；Tj為芯片結(jié)溫。

式中：VCE（sat）為IGBT 導(dǎo)通壓降；Is為流過IGBT 電流；D 為占空比。

式中：正負(fù)號代表變流器工作于逆變或者整流模式；φ 為交流電壓和電流基波分量之間的相位角；m 為調(diào)制度。

Diode 開關(guān)損耗可表示為：

式中：PDiode-sw為二極管的開關(guān)損耗；PDiode-cond為二極管的導(dǎo)通損耗。

式中：Erec為單脈沖下反向恢復(fù)損耗；IF為流過二極管電流。

Diode 導(dǎo)通損耗可表示為：

式中：VF為二極管導(dǎo)通壓降。

由式（8）、式（12）可以得到IGBT 模塊導(dǎo)通損耗及開關(guān)損耗，由此可以得到IGBT 在一個開關(guān)周期內(nèi)的損耗與通過的電流有很大關(guān)系。

根據(jù)上述推算過程，可以對模塊損耗進(jìn)行計算，表1 所示為一款450 A/1 700 V 模塊的參數(shù)。取回路總電流800 A。IGBT 模塊四并聯(lián)及兩并聯(lián)系統(tǒng)中，單個IGBT 模塊理想分配電流為100 A及200 A，得出IGBT 模塊四并聯(lián)系統(tǒng)單個模塊的損耗為152 W，系統(tǒng)總損耗為608 W，IGBT 模塊兩并聯(lián)系統(tǒng)單個模塊的損耗為319 W，系統(tǒng)總損耗為638 W。

表1 相關(guān)IGBT 模塊損耗計算關(guān)鍵參數(shù)

為了驗證計算的結(jié)果，利用仿真軟件IPOSIM進(jìn)行仿真計算[15]，得到不同并聯(lián)數(shù)量系統(tǒng)中單個模塊的損耗及芯片結(jié)溫變化情況。

表2 中單個模塊總損耗在154.8 W，系統(tǒng)四組模塊的總損耗為619.2 W，圖9 中顯示IGBT芯片結(jié)溫波動約為2.2 ℃。

圖9 四并聯(lián)模塊單個芯片結(jié)溫波動波形

表2 四并聯(lián)模塊單個模塊的損耗仿真結(jié)果

表3 中單個模塊總損耗在323.9 W，系統(tǒng)兩組總損耗為647.8 W，圖10 中顯示IGBT 芯片結(jié)溫波動約為5.5 ℃。

圖10 兩并聯(lián)模塊單個芯片結(jié)溫波動波形

仿真計算結(jié)果也表明，在相同的出力情況下，模塊并聯(lián)的數(shù)量多少對模塊本身也有較大的影響，當(dāng)并聯(lián)模塊數(shù)量較少，單個模塊的出力較大，系統(tǒng)總損耗也較大，模塊芯片的結(jié)溫波動大。

4 結(jié)論

本文從IGBT 并聯(lián)數(shù)量的不同給并聯(lián)應(yīng)用帶來的影響角度出發(fā)。通過實驗及仿真手段，分析IGBT 模塊數(shù)量在均流、損耗兩個方面的不同。進(jìn)一步分析對變流器系統(tǒng)穩(wěn)定性及性能的影響。

實驗及仿真結(jié)果表明，IGBT 模塊的并聯(lián)數(shù)量增加會導(dǎo)致模塊均流性變差，影響變流器系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但在相同出力情況下系統(tǒng)總損耗會減少，且單個模塊的結(jié)溫較低且波動較小。IGBT 模塊并聯(lián)數(shù)量的減少會提高模塊組件的均流特性，變流器系統(tǒng)穩(wěn)定性提升，但在相同出力下系統(tǒng)損耗會增加，且單個模塊的結(jié)溫較高、波動較大，加速了模塊的老化，縮短了IGBT 模塊的使用壽命。

因此在制定IGBT 模塊并聯(lián)應(yīng)用方案時，應(yīng)當(dāng)綜合考慮模塊并聯(lián)數(shù)量對變流器系統(tǒng)的穩(wěn)定性及性能的影響。