盧智嘉,楊 蓓,王現(xiàn)彬

(石家莊學院機電學院,河北 石家莊 050000)

1 引 言

集光纖通信和無線通信優(yōu)勢于一體的光載無線通信(RoF)技術,以帶寬寬、容量大、可移動性強等優(yōu)勢在未來微波毫米波段寬帶無線接入網(wǎng)中具有較好應用前景,而如何在光域產(chǎn)生質量高、頻率可調諧的微波毫米波信號是關鍵所在[1-4]。相關學者報道了一些技術方法,如非線性效應法[5-6]、鎖相環(huán)法[7-8]及光學上變頻法[9-10]等。其中基于馬赫曾德爾調制器(MZM)的光學上變頻技術所產(chǎn)生的毫米波信號性能穩(wěn)定且頻譜純凈,成為近年來的研究熱點[11-14]。Arya R[15]等人通過在MZM后級聯(lián)均勻光纖光柵-聲光可調諧濾波器(UFBG-AOTF),仿真實現(xiàn)了2、4和6倍頻光生毫米波信號,但UFBG-AOTF的引入會降低系統(tǒng)波長靈活性,從而限制了在WDM系統(tǒng)中的應用。Zhang H[16]等人只采用一個單驅動MZM試驗實現(xiàn)了8倍頻光生毫米波信號,但光譜純凈度較差,影響了系統(tǒng)性能。Chen X[17]等人無需光濾波器,通過優(yōu)化雙平行MZM調制指數(shù)即可產(chǎn)生8倍頻光生毫米波信號。Wang X[18]等人采用雙激光器和雙MZM,仿真實現(xiàn)了8倍頻光生毫米波信號,總體看這些方案倍頻系數(shù)相對較低。薛壯壯[19]等人采用三平行的MZM結構級聯(lián)單MZM調制器,仿真實現(xiàn)了16倍頻光生毫米波信號；應祥岳[20]等人采用兩級雙平行MZM級聯(lián)的方式也實現(xiàn)了16倍頻光生毫米波信號,這兩種方案雖然倍頻系數(shù)較高,但系統(tǒng)結構復雜、插入損耗大,降低了方案應用價值。且上述相關報道中RoF系統(tǒng)都為單工通信方式,為實現(xiàn)雙工通信,都需要在基站加設激光源,從而使系統(tǒng)建設成本上升。為降低系統(tǒng)成本并進一步提高倍頻系數(shù),提出了一種基于集成雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶RoF調制方案,通過PIN光電二極管拍頻產(chǎn)生12倍頻光生毫米波信號,在本方案中未使用到濾波器,從而提高了系統(tǒng)波長靈活性。在此基礎上設計了一種基于偏振復用技術的全雙工RoF系統(tǒng),在該系統(tǒng)中無需在基站(BS)設置激光光源,只使用兩個線偏振器(Pol)即可恢復出下行數(shù)據(jù)和上行載波,從而降低了系統(tǒng)建設成本及復雜度。

2 理論分析

所提出的基于雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶產(chǎn)生方案如圖1所示。在圖1中也給出了A、B和C點處的光譜矢量示意圖。

圖1 雙平行MZM生成抑制載波光雙邊帶信號結構圖

半導體激光器(LD)輸出線偏振激光信號Ec(t)=Acexp(jωct),通過偏振控制器(PC)后注入集成雙平行MZM。射頻源RF發(fā)出射頻信號V1(t)=Arfsin(ωrft)分別控制雙平行MZM上臂MZM-a和下臂MZM-b,且上下兩臂射頻驅動信號相位差PS=90°。在Ec(t)和V1(t)中Ac和Arf為激光與射頻信號幅度,ωc和ωrf為激光與射頻信號角頻率。上臂MZM-a工作在最大傳輸點,輸出光場為:

(1)

式中,γ=0.5(100.05ER-1)/100.05ER,其中ER為MZM消光比,Vπ為MZM半波電壓,IL為MZM插入損耗。令m=πArf/Vπ,對其貝塞爾函數(shù)展開后為:

(2)

由(2)式可以看出奇數(shù)階邊帶得到了抑制,主載波和偶數(shù)階邊帶得到了保留。

同理,對下臂MZM-b來說同樣工作在最大傳輸點,射頻驅動信號為V2(t)=Arfcos(ωrft),輸出光場與(1)式類似,貝塞爾函數(shù)展開后為:

(3)

將(3)式進一步變形為:

(4)

(4)式與(2)式類似,抑制掉了奇數(shù)階邊帶,偶數(shù)階邊帶和主載波得以保留。

通過調整MZM-c偏置電壓只進行相位翻轉,此時只需令Vbias=Vπ即可實現(xiàn),上下兩臂合路后雙平行MZM最終輸出為:

(5)

現(xiàn)令γ趨向于0.5,即雙平行MZM消光比ER取值較大。由(5)式可以看出在大消光比條件下,上下兩臂主載波可以互相抵消,從而實現(xiàn)了載波抑制。同時上下兩臂中2i階邊帶(i=2,4,6,8…)由于相位相反也都互相抵消了,而2i階邊帶(i=1,3,5,7…)由于在上下兩臂中同相位,故合路后光功率得到了加強,即雙平行MZM輸出光譜中只保留了2i階邊帶(i=1,3,5,7…)。

為實現(xiàn)大倍頻系數(shù),應濾除2階邊帶,但濾波器的引入會降低系統(tǒng)波長靈活性,故本方案采用調整調制指數(shù)m來消除掉2階邊帶。

圖2給出了當n=2,6,10時貝塞爾函數(shù)Jn(m)與調制指數(shù)m的對應關系曲線,可看出當m=5.135時J2(m)=0,即可以消除掉2階邊帶,在此條件下J10(m)≈0,這意味著10階邊帶也可以近似忽略,然而如前所述由于雙平行MZM上下兩臂輸出的10階邊帶同相位,故合路后會使最終的光信號10階邊帶功率增大,故不能直接忽略。

圖2 貝塞爾函數(shù)曲線

而對于更高階邊帶由于Jn(m)過低都可以忽略不計,這樣就只剩下6階邊帶和10階邊帶,從而形成了抑制載波光雙邊帶調制方式,結果如圖1中光譜矢量示意圖所示。雙平行MZM最終輸出可進一步化簡為(式6):

抑制載波光雙邊帶信號Eout(t)在基站處經(jīng)過平方律PIN光電二極管進行光電轉換后的電流I(t)為(式7):

Eout(t)=2Acγ10(-0.05IL)·{J6(m)[exp(jωct+j6ωrft)+exp(jωct-j6ωrft)]+J10(m)[exp(jωct+j10ωrft)+exp(jωct-j10ωrft)]}

(6)

(7)

由(7)式可以看出,經(jīng)基站端PIN光電二極管拍頻后分別產(chǎn)生了直流分量、4、12、16和20倍頻射頻分量。結合圖2貝塞爾函數(shù)曲線可知,20倍頻射頻分量由于功率過小可以忽略,而直流分量也會被后續(xù)帶通濾波器濾除,故最終只剩下4、12和16倍頻射頻分量,且4和16倍頻射頻分量峰值功率相等,其功率也明顯小于12倍頻射頻分量,從而產(chǎn)生了以12倍頻量為主的光生毫米波信號。

圖3給出了6階邊帶與其他邊帶(主載波、2、4、8和10階邊帶)的光邊帶抑制比(OSSR)和調制指數(shù)m的對應關系,此時設定雙平行MZM消光比ER=100 dB?？梢钥闯鲭S著m的增大,P6/P0、P6/P2和P6/P4呈現(xiàn)出上升趨勢,這意味著2階邊帶功率P2、主載波功率P0和4階邊帶功率P4在逐漸降低,且在變化過程中不同邊帶的OSSR都存在一個極大值點,如圖3中圓圈所示區(qū)域；而P6/P8和P6/P10則隨m增大而減小,這表明8階邊帶功率P8和10階邊帶功率P10在隨m增大而增大,這種情況是不希望出現(xiàn)的,原因是8和10階邊帶功率的增大勢必會影響抑制載波光雙邊帶信號頻譜的純凈度,進而使系統(tǒng)性能退化。前述分析中2階邊帶需要調整調制m才能得以消除掉,為盡可能降低2階邊帶的影響,故調制指數(shù)m應取在P6/P2極大值處,即m=5.1356,該值與圖2結果基本相同,此時對應的P6/P2、P6/P0、P6/P4、P6/P8、P6/P10等OSSR分別為105.4、94.9、83.7、112.1、37.2 dB,可以看出當m取值5.1356時主載波和2、4及8階邊帶基本可以忽略不計,但10階邊帶并未完全消失。

圖3 消光比ER=100時6階邊帶與其他邊帶的光邊帶抑制比

圖4給出了m=5.1356時P6/P2、P6/P0、P6/P4、P6/P8和P6/P10等OSSR與消光比ER的對應關系。由圖4可以看出P6/P2和P6/P10與消光比ER無關,而P6/P0、P6/P4和P6/P8隨ER增大而增大。現(xiàn)以P6/P10作為最低OSSR,當P6/P4達到該值時可以得到對應的消光比ER為45 dB,而大消光比正是雙平行MZM一個優(yōu)勢所在,故實際系統(tǒng)可以滿足此消光比要求。

圖4 最優(yōu)調制指數(shù)下OSSR比與消光比的關系

3 仿真研究

為驗證方案的可行性,采用OptiSystem進行了仿真研究。線寬為10 MHz的LD輸出頻率為193.1 THz的激光信號,經(jīng)過PC后注入到消光比為45 dB的雙平行MZM。雙平行MZM半波電壓Vπ=4 V,上下兩臂MZM-a和MZM-b工作在最大傳輸點,而MZM-c只進行直流偏置,偏置電壓Vbias=Vπ=4 V,雙平行MZM插入損耗IL=2 dB。雙平行MZM射頻驅動信號RF幅度為6.539 V,頻率為10 GHz,從而可以實現(xiàn)m=5.135這一要求,上下臂射頻驅動信號相位差為90°。隨后光信號通過光纖傳輸?shù)交?光纖衰減為0.2 dB/km,色散系數(shù)為16.75 ps/(nm·km),差分群時延為0.2 ps/km,有效纖芯面積為80 μm2。到達基站后由PIN光電二極管拍頻產(chǎn)生12倍頻毫米波信號,PIN光電二極管響應度和暗電流分別為1 A/W和10 nA。

圖5給出了圖1所示結構中A、C和D點處光譜和電譜圖。其中圖5(a)是雙平行MZM上臂輸出光譜圖。由圖5(a)可以看出,由于J2(m)=0則2階邊帶得到了抑制,但主載波仍然存在,再結合雙平行MZM下臂輸出的光譜及MZM-c引入的180°相移,最終可以消除主載波及2i階邊帶(i=2,4,6,8…),從而實現(xiàn)抑制載波光雙邊帶調制方式,結果如圖5(b)所示光譜。

圖5 系統(tǒng)中對應點的光譜和電譜圖

在圖5(b)中只有6和10階邊帶,仿真結果與理論分析完全一致,此時對應的邊帶抑制比OSSR為37.38 dB。圖5(c)是抑制載波光雙邊帶信號在基站端PIN光電二極管拍頻后所獲得的射頻信號頻譜,可以看出在12倍頻于射頻驅動信號頻率處,即120 GHz處存在一個離散譜,表明產(chǎn)生了120 GHz的單頻射頻信號,同時在40 GHz處也存在一個離散譜,但此頻率處射頻信號功率較低。圖5(c)所示電射頻譜與前述理論也完全對應,此時相應的射頻雜散抑制比(RFSSR)為31.86 dB,從結果分析看特性較為優(yōu)秀。

圖6分析了射頻驅動信號相移和MZM-c偏置電壓變化對OSSR和RFSSR的影響。在圖6(a)中,隨著射頻驅動信號相移變化量的增大,OSSR和RFSSR都在降低,以30 dB為界,OSSR所允許的擾動范圍為±0.37 %,而RFSSR所允許的波動范圍為±0.17 %,表明RFSSR對射頻信號相位擾動更為敏感。圖6(b)是子調制器MZM-c偏置電壓變化對OSSR和RFSSR的影響,同樣以30 dB為界,OSSR的擾動范圍為±0.75 %,而RFSSR幾乎不受偏置電壓擾動的影響。故在實際系統(tǒng)中應合理控制射頻驅動信號相移和MZM-c偏置電壓的變化范圍。

圖6 相關參數(shù)對OSSR和RFSSR的影響

4 全雙工RoF系統(tǒng)性能

常規(guī)全雙工RoF系統(tǒng)需要在基站端另設激光光源作為上行鏈路載波使用,這會導致基站建設成本進一步增大。為降低系統(tǒng)建設成本、簡化基站結構,在文章所述方案基礎之上,結合偏振復用技術設計了一種基于雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶全雙工RoF系統(tǒng),如圖7所示,該系統(tǒng)無需在基站端重設激光光源,只放置兩個線偏振器(Pol)即可恢復出下行數(shù)據(jù)和上行載波,進而實現(xiàn)上行鏈路載波重用。在圖7中LD發(fā)射出的激光信號為Ec(t)=Acexp(jωct),通過偏振角為45°的PC后接入偏振分束器(PBS),將光信號分成x偏振方向(X pol)光信號Exc(t)=Acexp(jωct)cos(π/4)和y偏振方向(Ypol)光信號Eyc(t)=Acexp(jωct)sin(π/4)。隨后Exc(t)耦合進雙平行MZM,其作用過程與圖1所述相同；Eyc(t)則不進行任何調制,留作上行載波使用。這樣雙平行MZM輸出光信號為:

(8)

隨后通過幅度調制器(AM)將下行數(shù)據(jù)S1(t)加載到Exout(t)上,變成已調光信號Exom(t),并與Eyc(t)經(jīng)偏振合束器(PBC)合束后通過光纖傳輸?shù)交尽?/p>

到達基站后將光信號通過功率分配器(Pos)分成兩路,上支路光信號通過一個偏振角α1=0°的線偏振器(Pol-1)后變成線偏振光Epol-1(t):

Epol-1(t)=Exom(t)cos(0°)+Ecy(t)sin(0°)

=Exom(t)

(9)

從而可以恢復出已調下行光信號,隨后通過自零差解調實現(xiàn)基帶信號恢復,再通過低通濾波器(LPF)濾除帶外噪聲,最后送入測試設備(TEST1)進行性能分析。

另一支路光信號則接入一個偏振角α2=90°的Pol-2,隨之變成線偏振光Epol-2(t):

Epol-2(t)=Exout(t)cos(90°)+Eyc(t)sin(90°)

=Eyc(t)

(10)

由(10)式可知恢復出了Eyc(t),隨后將Eyc(t)注入幅度調制器(AM)作為上行載波重用,并通過光纖將數(shù)據(jù)S2(t)傳輸?shù)街行恼?經(jīng)過PIN2光電轉換后進行性能分析。

除前述相關參數(shù)外,下行數(shù)據(jù)S1(t)數(shù)據(jù)速率為3 Gbit/s,上行數(shù)據(jù)S2(t)數(shù)據(jù)速率為2 Gbit/s,都傳輸231-1個二進制碼。下行鏈路入纖光功率為-5.4 dBm,從而可以忽略光纖中非線性效應的影響,LPF截止頻率為1.5 GHz。

圖7 全雙工RoF系統(tǒng)結構圖

圖8給出了上下行鏈路在不同傳輸距離時所對應的Q值?？梢钥闯?隨著傳輸距離的增大,系統(tǒng)Q值都在降低,當傳輸距離從80 km增大到112 km時,下行鏈路系統(tǒng)Q值從11.1下降到7,而上行鏈路則從64.9近乎直線降到7,表明上行鏈路系統(tǒng)性能衰退較快,系統(tǒng)穩(wěn)定性差。當傳輸距離超過112 km后,下行鏈路系統(tǒng)性能仍緩慢變差,而上行鏈路系統(tǒng)Q值已明顯低于下行鏈路。在圖8中給出了傳輸96和116 km時下行和上行鏈路系統(tǒng)眼圖,從眼圖變化上也可以看出這種趨勢。

圖9是上下行鏈路系統(tǒng)誤碼率(BER)與接收光功率對應關系曲線。可以看出隨著接收光功率的變大,誤碼率都在降低。對于上行鏈路來說,當誤碼率BER=10-9時,背靠背傳輸后對應的接收機靈敏度為-46.49 dBm,傳輸90 km后在相同BER下對應的接收機靈敏度為-45.63 dBm,功率代價為0.86 dB。對于下行鏈路來說在相同BER下傳輸90 km與背靠背傳輸相比功率代價僅為0.47 dB,表現(xiàn)出了較好的傳輸性能。

圖8 上下行鏈路中Q值與傳輸距離對應關系

圖9 接收光功率與BER對應關系

5 結 論

提出了一種基于集成雙平行MZM的抑制載波光雙邊帶RoF調制方案,首先使雙平行MZM工作在最大傳輸點以抑制奇數(shù)階邊帶,同時調整調制指數(shù)m來消除2階邊帶,再結合雙平行MZM的子調制器MZM-c進行下臂相位翻轉,最終產(chǎn)生以6階邊帶為主的抑制載波光雙邊帶信號,該光信號通過PIN光電二極管拍頻后即可產(chǎn)生12倍頻光生毫米波信號。利用該方案產(chǎn)生的抑制載波光雙邊帶信號的OSSR為37.38 dB,射頻信號的RFSSR為31.86 dB,表明光譜和電譜都較為純凈。借助不同形式的OSSR對調制指數(shù)m和消光比ER進行了理論優(yōu)化,在此基礎上分析了射頻驅動信號相移和MZM-c偏置電壓變化對OSSR和RFSSR的影響。最后仿真研究了一種新型全雙工RoF系統(tǒng)的傳輸性能,在該系統(tǒng)中只在BS端設置兩個Pol即可恢復出下行數(shù)據(jù)和上行載波。結果表明該系統(tǒng)在BER=10-9、傳輸距離為90 km時上行鏈路和下行鏈路功率代價分別為0.86和0.47 dB。