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        雙向能量流動(dòng)的T型三電平光伏并網(wǎng)逆變器研究?

        2021-07-16 14:04:56胡衛(wèi)豐周洪益侍紅兵李正佳
        電子器件 2021年3期
        關(guān)鍵詞:扇區(qū)框圖電平

        胡衛(wèi)豐,周 宇,周洪益,侍紅兵,李正佳

        (1.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司鹽城供電分公司,江蘇 鹽城 224000;2.蘇州華天國科電力科技有限公司,江蘇 蘇州 215002)

        隨著社會(huì)的發(fā)展,能源的短缺,新型綠色清潔型能源成為主流能源得到了迅猛發(fā)展。清潔能源發(fā)展的同時(shí),為了減少能源的消耗,能量雙向流動(dòng)的電力電子變換器成為人們研究的重點(diǎn)之一。因而電源應(yīng)用場所都要求變換器拓?fù)渚哂心芰侩p向流動(dòng)的功能,例如蓄電池的充放電[1]、直流微電網(wǎng)[2]、光伏并網(wǎng)等[3]。T 型三電平逆變器作為能量雙向流動(dòng)的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一,在光伏并網(wǎng)以及儲(chǔ)能設(shè)備之間的能量轉(zhuǎn)換起到了至關(guān)重要的作用。

        文獻(xiàn)[4-5]提出了一種PQ 控制方法,在逆變器進(jìn)行并網(wǎng)時(shí)能夠?qū)δ孀兤鞯妮敵龉β蔬M(jìn)行控制,從而控制并網(wǎng)電流。文獻(xiàn)[6]提出一種兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的并網(wǎng)電流控制方案,但是比例積分控制器的使用使得這一方法的抗干擾能力不足。文獻(xiàn)[7]介紹了一種基于電流正序、負(fù)序和零序分量的控制方法,涉及多個(gè)控制器,設(shè)計(jì)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[8]介紹了一種重復(fù)控制用于并網(wǎng)電流的調(diào)節(jié),但是這一方法的實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[9]設(shè)計(jì)了一種滯環(huán)控制,通過調(diào)節(jié)滯環(huán)的帶寬來實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性,但是其參數(shù)選取較難。

        本文以T 型三電平逆變器為研究對(duì)象,詳細(xì)介紹了空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM)策略,并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了電壓電流雙閉環(huán)控制,只需要改變參考值就可以實(shí)現(xiàn)T 型三電平逆變器的能量雙向流動(dòng)。

        1 拓?fù)浼癝VPWM 調(diào)制策略分析

        T 型三電平逆變器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示。從圖中可以看出,每一相均由4 個(gè)帶有反并聯(lián)二極管的IGBT 組成,分別為Sx1、Sx2、Sx3、Sx4,x=a,b,c。三相結(jié)構(gòu)完全相同,共用中點(diǎn)O,經(jīng)過濾波電感L并網(wǎng)。直流側(cè)兩個(gè)電容中點(diǎn)即為O。

        圖1 T 型三電平逆變器拓?fù)?/p>

        SVPWM 調(diào)制策略的基本原理是通過合成的電壓矢量來代替參考電壓矢量,而參考電壓則是旋轉(zhuǎn)電壓矢量,即通過這種方式得到如何用開關(guān)狀態(tài)的電壓矢量得到工頻正弦電壓,也就是最終的輸出電壓[10-14]。

        T 型三電平逆變器的SVPWM 調(diào)制策略實(shí)現(xiàn)步驟可以概括為:

        (1)扇區(qū)判斷:區(qū)分參考電壓矢量的大小扇區(qū);

        (2)矢量選擇:通過最近原則,得到合成該參考電壓的三個(gè)基本矢量;

        (3)計(jì)算矢量作用時(shí)間:得到這三個(gè)基本矢量的作用時(shí)間;

        (4)確定開關(guān)順序:按照開關(guān)動(dòng)作最少以及損耗最小的原則,確定開關(guān)動(dòng)作順序。

        大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)1 的基本矢量作用時(shí)間T1、T3、T2分別與大扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)1 的T1、T2、T3相同;大扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)2 的矢量作用時(shí)間T1、T3、T2分別與大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)2 的矢量作用時(shí)間T1、T2、T3相同;依據(jù)前文所述,即可得出大扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)3~大扇區(qū)劃分如圖2 所示,一共分為6 個(gè)大扇區(qū)和每個(gè)大扇區(qū)內(nèi)的4 個(gè)小扇區(qū)。因此無論參考電壓矢量位于何處,都能由最近的三個(gè)基本矢量進(jìn)行合成得到。具體扇區(qū)判斷準(zhǔn)則可參照文獻(xiàn)[10]。

        圖2 扇區(qū)劃分

        當(dāng)?shù)玫絽⒖茧妷菏噶克诘纳葏^(qū)后,即要根據(jù)最近的三個(gè)基本空間矢量合成參考電壓矢量。首先要判斷是由哪三個(gè)基本矢量來合成,之后根據(jù)伏秒平衡原理,即可計(jì)算出三個(gè)基本電壓矢量的作用時(shí)間,如式(1)所示:

        式中:T1、T2、T3為三個(gè)靜態(tài)矢量u1、u2和u3的作用時(shí)間,Ts為開關(guān)周期的時(shí)間。依據(jù)式(1)即可求解得到T1、T2、T3的值,即三個(gè)基本矢量的作用時(shí)間。

        如表1 所示為大扇區(qū)Ⅰ的基本矢量作用時(shí)間。扇區(qū)Ⅱ小扇區(qū)6 與大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)3~大扇區(qū)Ⅰ小扇區(qū)6 矢量作用時(shí)間的對(duì)應(yīng)關(guān)系。還得出得結(jié)論是奇數(shù)大扇區(qū)的基本矢量作用時(shí)間完全一致,同樣偶數(shù)大扇區(qū)的基本矢量作用時(shí)間也完全一致。依據(jù)上述可得出結(jié)論,僅需要求解出大扇區(qū)Ⅰ中各小扇區(qū)所有的矢量作用時(shí)間,即根據(jù)上述結(jié)論計(jì)算得出其他所有扇區(qū)的基本矢量作用時(shí)間[11]。

        表1 大扇區(qū)Ⅰ的基本矢量作用時(shí)間

        得到空間電壓矢量作用的時(shí)間后,選取開關(guān)狀態(tài)應(yīng)考慮如下三點(diǎn):

        (1)為了盡量減小開關(guān)損耗,在一種開關(guān)狀態(tài)切換到另一種開關(guān)狀態(tài)的過程中,僅能改變同一相橋臂上的開關(guān)器件狀態(tài);

        (2)轉(zhuǎn)換扇區(qū)時(shí),盡量少的轉(zhuǎn)換開關(guān)狀態(tài);

        (3)開關(guān)狀態(tài)的改變要盡量減小對(duì)中點(diǎn)電壓波動(dòng)的影響。

        根據(jù)以上原則,這里采用七段式開關(guān)順序,盡量使得開關(guān)器件狀態(tài)得變換次數(shù)最少,從而減少變換器的開關(guān)損耗。

        據(jù)圖3 可以得出,開始為負(fù)的小矢量,且每一段僅有一個(gè)開關(guān)狀態(tài)改變,七段式開關(guān)順序以第四段呈對(duì)稱關(guān)系,以此保證最優(yōu)的開關(guān)順序,同理采用該原則即可得其他扇區(qū)的開關(guān)順序,可參考文獻(xiàn)[11]。

        圖3 七段式開關(guān)順序圖

        2 電壓電流雙閉環(huán)控制

        如圖4 所示為電流解耦控制框圖,在dq坐標(biāo)系下,電壓電流在d、q軸的分量均為直流量,且在PI 環(huán)節(jié)的調(diào)節(jié)下可以實(shí)現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié),電流iq的前向通道含有關(guān)于id的負(fù)分量,而電流id的前向通道也含有關(guān)于iq的正分量,圖4 為實(shí)現(xiàn)解耦的控制框圖。

        圖4 電流解耦控制框圖

        如圖5 所示為電流內(nèi)環(huán)控制框圖,Td為PWM信號(hào)延遲時(shí)間,一般取0.5 倍的開關(guān)周期,KPWM則表示變換器開關(guān)增益。

        圖5 電流內(nèi)環(huán)控制框圖

        式(2)為電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù):

        從而得到電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為:

        由上式可明顯看出,電流內(nèi)環(huán)是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的二階系統(tǒng),而根據(jù)經(jīng)驗(yàn),一般將ξ取為0.707,系統(tǒng)能夠具有較好的快速性、動(dòng)態(tài)響應(yīng)及穩(wěn)定性??扇I 參數(shù)如下:

        如圖6 所示為電壓外環(huán)控制框圖,將電流內(nèi)環(huán)視為慣性積分環(huán)節(jié)。

        圖6 電壓外環(huán)控制框圖

        其中調(diào)制比m取為1,據(jù)此可得到電壓外環(huán)的傳遞函數(shù)如下式:

        電壓外環(huán)為一個(gè)二階系統(tǒng),為使系統(tǒng)具有較好的魯棒性,及較快的響應(yīng)速度,PI 參數(shù)可以選取為:

        式中:n的取值范圍為:0~1。

        3 結(jié)果驗(yàn)證

        為了驗(yàn)證本文所提的能量雙向流動(dòng)的方法有效性,對(duì)上述方法進(jìn)行了仿真驗(yàn)證,同時(shí)搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)對(duì)其進(jìn)行驗(yàn)證。規(guī)定電流從直流側(cè)流向交流側(cè)為正方向。

        系統(tǒng)仿真參數(shù)如表1 所示。

        表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)

        (1)整流模式

        如圖7 所示為整流模式下的dq軸電流波形,給定id為-20 A,iq為0,以此保證功率因數(shù),此時(shí)直流側(cè)電壓給定400 V,從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖8 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形,從圖中可以看出,三相電流對(duì)稱,同時(shí)A 相電壓電流相位相反,可以證明此時(shí)工作于整流模式。

        圖7 整流模式下dq 軸電流波形

        圖8 整流模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

        (2)逆變模式

        如圖9 所示為逆變模式下的dq軸電流波形,給定id為20 A,iq為0,以此保證功率因數(shù),此時(shí)直流側(cè)電壓給定800 V,從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖10 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形。從圖中可以看出,三相電流對(duì)稱,同時(shí)A 相電壓電流相位相同,可以證明此時(shí)工作于逆變模式。

        圖9 逆變模式下dq 軸電流波形

        (3)整流模式切換為逆變模式

        如圖11 所示為整流模式切換為逆變模式下的dq軸電流波形,給定id為負(fù)數(shù)切換為正數(shù),iq為0,以此保證功率因數(shù),此時(shí)直流側(cè)電壓給定從400 V切換為800 V,從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖12 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形。從圖中可以看出,三相電流對(duì)稱,整流模式切換為逆變模式較為平穩(wěn)。

        圖11 整流模式切換為逆變模式下dq 軸電流波形

        圖12 整流模式切換為逆變模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

        (4)逆變模式切換為整流模式

        如圖13 所示為逆變模式切換為整流模式下的dq軸電流波形,給定id為正數(shù)切換為負(fù)數(shù),iq為0,以此保證功率因數(shù),此時(shí)直流側(cè)電壓給定從800 V切換為400 V,從圖中可以看出電流跟蹤效果較好。如圖14 所示為并網(wǎng)電流和A 相電壓波形。從圖中可以看出,三相電流對(duì)稱,逆變模式切換為整流模式較為平穩(wěn)。

        圖13 逆變模式切換為整流模式下dq 軸電流波形

        圖14 逆變模式切換為整流模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

        如圖15 以及圖16 所示為整流模式和逆變模式下的并網(wǎng)電壓電流以及d軸電流波形,顯然實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果一致。

        圖15 整流模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

        圖16 逆變模式下并網(wǎng)電流及電壓波形

        4 結(jié)語

        本文針對(duì)雙向T 型三電平逆變器拓?fù)?,在SVPWM 調(diào)制策略的基礎(chǔ)上,設(shè)計(jì)了電壓電流雙閉環(huán)控制器,以此來實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。從結(jié)果中可以看出,通過改變電流給定的正負(fù)可以控制系統(tǒng)工作于整流模式或者逆變模式,或者兩種模式之間切換,驗(yàn)證了本文所提方法的有效性。

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