林思圻，林國慶

(福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院，福建 福州 350108)

1 引言

隨著人類社會的發(fā)展，伴隨而來的能源危機和環(huán)境污染問題也在加劇。因此，對于光伏、燃料電池等新能源的開發(fā)和利用近年來得到不斷重視[1-3]。但光伏、燃料電池等新能源的輸出電壓較低一般為18V～56V，需要通過高增益直流變換器將較低的直流電升高至380V或400V的常見母線電壓[4-5]。

隔離型高增益變換器可以通過調(diào)節(jié)匝比靈活改變電壓增益，但過高的匝比會影響電路的線性度，并降低變換器的效率和功率密度。傳統(tǒng)Boost變換器作為非隔離型變換器中最基本的拓?fù)?，在實現(xiàn)較高電壓增益時，開關(guān)管會出現(xiàn)極限占空比的情況，導(dǎo)致電感電流紋波過大，輸出二極管出現(xiàn)嚴(yán)重的反向恢復(fù)電流尖峰，變換器效率和可靠性也會降低，因此，一般運用于電壓增益小于6的場合[6-7]。

本文提出了一種交錯式高增益直流變換器。該變換器采用交錯并聯(lián)Boost結(jié)構(gòu)與二極管電容網(wǎng)絡(luò)相結(jié)合，實現(xiàn)了高電壓增益、低開關(guān)器件電壓應(yīng)力和低輸入電流紋波。

2 電路與工作原理

2.1 電路結(jié)構(gòu)

本文提出的交錯式高增益直流變換器如圖1所示，由輸入電源Vin，電感L1、L2，中間電容C1～C4，二極管VD1～VD5，輸出電容Co以及負(fù)載R組成。

圖1 所提高增益變換器拓?fù)?/p>

2.2 工作原理

為簡化分析，作出如下假設(shè)：(1)電路工作于CCM 模式；(2)忽略線路與器件寄生參數(shù)的影響；(3)電容C1～C4以及Co足夠大，穩(wěn)態(tài)電壓值不變。

變換器主要工作波形如圖2所示，開關(guān)管S1、S2的占空比分別為D1、D2，滿足D1與D2互相交疊且D1+D2>1，在一個開關(guān)周期內(nèi)，變換器有四種工作模態(tài)，各模態(tài)等效電路如圖3 所示。

圖2 變換器主要工作波形

圖3 各工作模態(tài)等效電路圖

(1)工作模態(tài) 1[t0-t1]:t0時刻，開關(guān)管S1、S2均處于導(dǎo)通狀態(tài)，電感L1、L2兩端電壓均為輸入電壓Vin，兩電感電流均線性上升，二極管VD1～VD5都處于反向截止?fàn)顟B(tài)，電容C1～C4兩端電壓均保持不變，輸出電容Co給負(fù)載供電。

(2)工作模態(tài) 2[t1-t2]:t1時刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，S1繼續(xù)導(dǎo)通；電感L1兩端電壓仍為Vin，電流繼續(xù)線性上升；電感L2續(xù)流，其電流線性下降，Vin與電感L2通過二極管VD1對電容C1充電；Vin與電感L2一起通過二極管VD3和開關(guān)管S1對電容C3充電；Vin與電感L2、電容C4、C2串聯(lián)在一起通過二極管VD5和開關(guān)管S1給電容C3、Co充電并給負(fù)載供電。

(3)開關(guān)模態(tài) 3[t2-t3]: 開關(guān)管S1、S2均導(dǎo)通，這個階段與(t0-t1)階段電路工作模態(tài)一致。

(4)工作模態(tài) 4[t3-t4]:t3時刻，開關(guān)管S1斷開，S2繼續(xù)導(dǎo)通，電感L1續(xù)流，其電流線性下降，Vin與電感L1、電容C3串聯(lián)在一起通過二極管VD4和開關(guān)管S2對電容C4充電；Vin與電感L1、電容C3、C1串聯(lián)在一起通過二極管VD2和開關(guān)管S2對電容C2充電；電感L2兩端的電壓為Vin，電感L2電流繼續(xù)線性上升；輸出電容Co給負(fù)載供電。

以上分析了在電感電流連續(xù)條件下變換器的工作情況。電路在電感電流斷續(xù)時的工作過程分析與連續(xù)時相似，為簡化分析，文中不再贅述。

3 性能分析

3.1 增益特性

當(dāng)開關(guān)管S1導(dǎo)通時，電感L1兩端電壓為Vin；當(dāng)開關(guān)管S1關(guān)斷時，電感L1兩端電壓為-(VC4-VC3-Vin)或-(VC2-VC1-VC3-Vin)，因此根據(jù)電感L1的伏秒平衡可以列寫：

(1)

當(dāng)開關(guān)管S2導(dǎo)通時，電感L2兩端電壓為Vin；當(dāng)開關(guān)管S2關(guān)斷時，電感L2兩端電壓為-(VC1-Vin)或-(VC3-Vin)或-(Vo+VC3-VC2-VC4-Vin)，因此根據(jù)電感L2的伏秒平衡可以列寫：

(2)

可計算出各電容電壓與輸出電壓的表達(dá)式為：

(3)

當(dāng)變換器的兩個開關(guān)的占空比滿足D1=D2=D時，所提變換器的電壓增益為：

(4)

3.2 開關(guān)器件電壓應(yīng)力分析

根據(jù)電路的工作原理，可求得各開關(guān)器件的電壓應(yīng)力表達(dá)式為：

(5)

當(dāng)開關(guān)管S1與S2的占空比D1與D2滿足D1=D2=D時，各開關(guān)器件的電壓應(yīng)力可表示為：

(6)

4 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

為了保證所提拓?fù)涞碾姼泄ぷ髟谶B續(xù)模式，電感取值必須大于臨界導(dǎo)通模式下的計算值，當(dāng)D1=D2=D時，兩電感的計算公式為：

(7)

式中，ΔiL1、ΔiL2分別為按設(shè)計要求所設(shè)定的流過電感L1、L2電流的最大紋波值。

電容的計算公式為：

(8)

式中，IL1、IL2、Io分別為流過電感L1、L2以及輸出電流的平均值，ΔVC1～ΔVC4以及ΔVo分別為電容C1～C4以及Co兩端的電壓紋波值。

5 實驗

為了驗證理論分析的正確性，搭建了一臺100W的交錯式高增益直流變換器樣機，額定輸入電壓Vin= 24V，輸出電壓Vo=380V，開關(guān)頻率fs=100kHz，電感L1與L2取400μH，電容C1～C4取3.3μF的薄膜電容，輸出電容Co取47μF的電解電容，開關(guān)管S1與S2均選用IRFP264，二極管VD1～VD5均選用MUR840，實驗結(jié)果如下。

圖4為兩開關(guān)管驅(qū)動電壓和漏源電壓波形，電路工作在額定輸入輸出電壓時，兩個開關(guān)管工作的占空比D1=D2=0.691，電壓增益為15.83，在相同的占空比下，傳統(tǒng)Boost變換器的電壓增益為3.24，遠(yuǎn)低于本文所提的電路拓?fù)?，因此，在實現(xiàn)高電壓增益的同時，有效避免了極限占空比的出現(xiàn)。開關(guān)管S1與S2的電壓應(yīng)力分別為78.3V、77.8V，僅為傳統(tǒng)Boost變換器開關(guān)管電壓應(yīng)力的1/5。

圖4 開關(guān)管電壓波形

圖5為輸入電流、電感L1和L2電流以及輸出電壓波形，可以看出，通過采用交錯Boost結(jié)構(gòu)，輸入電流紋波得到大幅降低，僅為262.5mA，輸入電流平均值為4.66A，輸入電流紋波占比約為5.63%，低輸入電流紋波有利于提高光伏、燃料電池等新能源電池的使用壽命，提高發(fā)電效率，輸出電壓穩(wěn)定在380.4V，符合理論分析。

圖5 輸入電流、電感電流和輸出電壓波形

圖6為二極管VD1～VD3兩端電壓波形，圖7為二極管VD4和VD5兩端電壓波形。二極管VD1的電壓應(yīng)力為78.2V，僅為輸出電壓的1/5，二極管VD2～VD5的電壓應(yīng)力分別為154.1V、153.8V、152.9V、154.6V，僅為輸出電壓的2/5，均遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)Boost變換器二極管的電壓應(yīng)力。

圖6 二極管VD1～VD3兩端電壓波形

圖7 二極管VD4和VD5兩端電壓波形

圖8為電容C1～C4兩端電壓波形，電容C1～C4的穩(wěn)態(tài)電壓值分別為77.2V、227.7V、75.4V、153.9V，與式(3)分析結(jié)果一致。最終測得所提變換器在額定輸入輸出電壓下的滿載效率為93.13%。

圖8 電容C1～C4兩端電壓波形

6 結(jié)論

本文提出了一種交錯式高增益直流變換器，對其工作原理和穩(wěn)態(tài)特性進(jìn)行了詳細(xì)分析，并通過實驗驗證了該拓?fù)涞目尚行裕嵬負(fù)渚邆湟韵聝?yōu)點：

(1)具有高電壓增益，所提拓?fù)淇梢詫崿F(xiàn)5倍于傳統(tǒng)Boost的電壓增益，能夠有效避免開關(guān)管極限占空比的出現(xiàn)。

(2)具有低的開關(guān)器件電壓應(yīng)力，有利于選用耐壓等級更低的開關(guān)管和二極管，提高變換器效率。

(3)通過采用交錯Boost結(jié)構(gòu)，可以有效降低變換器的輸入電流紋波，有利于提高光伏、燃料電池等新能源電池的使用壽命，提高發(fā)電效率。