王 珂 ,劉 熠,王萬(wàn)玉
(1.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第三十九研究所,西安 710065;2.中國(guó)科學(xué)院空天信息創(chuàng)新研究院,北京 100094)
雙工器在微波通信系統(tǒng)中有著廣泛的應(yīng)用,波導(dǎo)雙工器具有Q值高、插入損耗小、耐功率等優(yōu)點(diǎn)[1],因此具有重要的研究意義。隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展,空間頻譜資源日益緊張,通信系統(tǒng)中接收和發(fā)射頻率間隔越來(lái)越近,這就導(dǎo)致雙工器尺寸很大,很難應(yīng)用于空間受限的情況,設(shè)計(jì)、研制難度大[2-3]。
早期對(duì)于無(wú)源微波器件設(shè)計(jì)的方法是等效電路法[4],該方法通過(guò)一些簡(jiǎn)化的等效電路模型近似分析微波器件中復(fù)雜的電磁場(chǎng)問(wèn)題,但設(shè)計(jì)出來(lái)的器件精度不高,調(diào)試難度較大。近年來(lái)隨著計(jì)算機(jī)技術(shù)的發(fā)展,微波器件的設(shè)計(jì)方法采用基于時(shí)域有限差分和矩量法[5],但對(duì)于復(fù)雜結(jié)構(gòu)該設(shè)計(jì)方法受制于網(wǎng)格剖分較大,效率較低。對(duì)于規(guī)則變化的微波器件,模式匹配法是一種非常精確的解析計(jì)算方法[6],它考慮了波導(dǎo)不連續(xù)處高次模的耦合問(wèn)題,對(duì)于規(guī)則模型的計(jì)算具有極高效率和精度。
為解決收發(fā)頻率間隔較近的雙工器尺寸較大問(wèn)題,本文設(shè)計(jì)了一種波導(dǎo)寬邊變化的濾波器結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)在較窄的頻段內(nèi)端口隔離度陡峭下降的特性,并利用矩形波導(dǎo)寬邊變化模式匹配法結(jié)合優(yōu)化算法,設(shè)計(jì)了分別工作于2.025~2.12 GHz和2.2~2.3 GHz,同時(shí)互相工作頻率的隔離度達(dá)到90 dB的兩個(gè)濾波器。利用HFSS與模式匹配法聯(lián)合仿真設(shè)計(jì)并研制了接收頻率為2.2~2.3 GHz、發(fā)射頻率為2.025~2.12 GHz的雙工器,該雙工器在工作頻段回波損耗均小于等于-20 dB,隔離度大于等于85 dB,整體長(zhǎng)度小于700 mm,滿足工程使用需求。
模式匹配法的關(guān)鍵在于計(jì)算波導(dǎo)不連續(xù)處的廣義散射矩陣,該矩陣通過(guò)匹配不連續(xù)處電場(chǎng)和磁場(chǎng)的切向分量而獲得[5]。圖1是本文采用的矩形波導(dǎo)寬邊不連續(xù)結(jié)構(gòu)模型。
圖1 矩形波導(dǎo)寬邊不連續(xù)模型
矩形波導(dǎo)主模TE10模式激勵(lì)時(shí),會(huì)在不連續(xù)處產(chǎn)生TEmn及TMmn模式,TE模式及TM模式的下標(biāo)分別為mh、nh和me、ne,即TEmhnh、TMmene。設(shè)p和q代表波導(dǎo)I區(qū)和II區(qū)中第p和第q個(gè)模式。
由于波導(dǎo)寬邊變化模型是對(duì)稱模型,因此取m=1,3,5…和n=2,4,6…等對(duì)稱模式,這樣可以減小矩陣的維度,提高計(jì)算效率。δ是科羅迪克函數(shù),是考慮到m和n為0時(shí)的系數(shù)補(bǔ)償。
首先,可以得到I區(qū)和II區(qū)的本征函數(shù)表達(dá)式:
(1)
(2)
(3)
(4)
其次,利用I區(qū)和II區(qū)的本征函數(shù)可以得到模式之間的耦合矩陣M。
(5)
(6)
(7)
(8)
式(5)~(8)中:積分面積dS為I區(qū)域與II區(qū)域交接面區(qū)域;Q是功率歸一化系數(shù),
a是圖1中波導(dǎo)的寬邊長(zhǎng)度,b1和b2分別是波導(dǎo)窄邊長(zhǎng)度,Z與Y是波導(dǎo)特征阻抗與特征導(dǎo)納,kc是介質(zhì)波數(shù)。
耦合矩陣M表示為
(9)
求得上述表達(dá)式后,對(duì)表達(dá)式進(jìn)行化簡(jiǎn)和降維,節(jié)約計(jì)算時(shí)間,可以得到廣義散射矩陣:
S11=-(U+MMT)-1(U-MMT),
(10)
S12=2(U+MMT)-1M,
(11)
S21=MT[U+(U+MMT)(U-MMT)],
(12)
S22=U-M(U+MMT)-1MT。
(13)
最后,求得波導(dǎo)寬邊不連續(xù)變化的廣義散射矩陣之后,需要對(duì)不同的結(jié)構(gòu)求得的廣義散射矩陣級(jí)聯(lián)從而得到整個(gè)器件的S參數(shù)。利用微波網(wǎng)絡(luò)的知識(shí)可以得到兩個(gè)兩端口網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)公式如下:
(14)
(15)
(16)
(17)
雙工器性能的好壞在于濾波器的設(shè)計(jì),任意雙工器需要設(shè)計(jì)低通和高通兩個(gè)濾波器。傳統(tǒng)濾波器是圖2所示的寬邊加載膜片形式,膜片加載等效LC電路并聯(lián),且濾波器腔體長(zhǎng)度約λ/2,因此,若要實(shí)現(xiàn)85 dB隔離度需要至少15節(jié)腔體,濾波器總長(zhǎng)度至少1 000 mm[7]。該形式不能滿足雙工器小型化的要求,因此必須設(shè)計(jì)在阻帶具有傳輸零點(diǎn)形式的濾波器,才能保證結(jié)構(gòu)緊湊。
圖2 傳統(tǒng)膜片式濾波器模型及計(jì)算結(jié)果
常規(guī)傳輸零點(diǎn)濾波器是通過(guò)諧振腔結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)的,通過(guò)提取諧振腔傳輸參數(shù)、構(gòu)造等效電路、擬合傳輸曲線而成[8-9]。構(gòu)建傳輸零點(diǎn)就是在阻帶內(nèi)構(gòu)造傳輸零點(diǎn)結(jié)構(gòu),通過(guò)在不同頻率點(diǎn)構(gòu)造傳輸零點(diǎn)從而形成阻帶。該方法基于電路理論,設(shè)計(jì)出來(lái)的濾波器調(diào)試工作量較大。
為了實(shí)現(xiàn)較大隔離度濾波器的小型化設(shè)計(jì),本文利用圖3所示的波導(dǎo)λ/4變換段構(gòu)造阻帶內(nèi)傳輸零點(diǎn)。對(duì)波導(dǎo)寬邊開槽,槽深約為隔離頻點(diǎn)的λ/4,這樣波導(dǎo)傳輸路徑可以看作是短路結(jié)構(gòu)變?yōu)殚_路結(jié)構(gòu),在該頻點(diǎn)傳輸S12曲線會(huì)形成陡峭下降的零點(diǎn),其仿真曲線如圖3所示。
圖3 濾波結(jié)構(gòu)及其計(jì)算結(jié)果
構(gòu)造若干圖3所示濾波結(jié)構(gòu),使這些結(jié)構(gòu)傳輸零點(diǎn)覆蓋整個(gè)阻帶范圍,這樣就能在一定頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)較大隔離。對(duì)于濾波器的通帶來(lái)說(shuō),同樣在波導(dǎo)寬邊開槽,不同的槽深用于匹配λ/4帶來(lái)的阻抗變化,從而實(shí)現(xiàn)濾波器的通帶濾波、阻帶隔離特性。
基于上述思想,構(gòu)建了圖4所示的模型。該濾波器模型完全由波導(dǎo)寬邊變化產(chǎn)生,屬于帶通濾波器,對(duì)于低通和高通濾波器都可以用圖4所示模型得到。
圖4 帶通濾波器模型
圖4模型為濾波器側(cè)視圖,濾波器采用BJ22標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)(a=109.22 mm,b=54.61 mm),凹凸部分為波導(dǎo)寬邊變化,凸起部分參數(shù)命名為Bu_1,Bu_2,Bu_3,…,Bu_7,Bu_8,Bu_9,凹陷部分命名為Bl_1,Bl_2,Bl_3,…,Bl_6,Bl_7,Bl_8,凸起部分波導(dǎo)長(zhǎng)度為L(zhǎng)u,凹陷部分長(zhǎng)度為L(zhǎng)l,模型關(guān)于虛線對(duì)稱。
由于該帶通濾波器只存在矩形波導(dǎo)寬邊變化且變化數(shù)量較多,傳統(tǒng)電磁學(xué)計(jì)算方法對(duì)該模型計(jì)算效率極低,因此對(duì)此模型采用模式匹配法分析計(jì)算,這樣既可以保證精度又可以提高計(jì)算效率。初步計(jì)算發(fā)現(xiàn)凸起部分的數(shù)量越多,濾波器隔離度越大且下降越陡峭。模型參數(shù)具有線性變化的關(guān)系,我們利用罰函數(shù)法對(duì)該濾波器進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì),設(shè)計(jì)了高通和低通兩個(gè)濾波器,濾波器的具體尺寸分別見(jiàn)表1和表2,圖5與圖6是模式匹配法計(jì)算的結(jié)果(實(shí)線為S11,虛線為S12)與有限元法計(jì)算的結(jié)果對(duì)比。
表1 低通濾波器參數(shù)值
表2 高通濾波器參數(shù)值
(a)模式匹配法
(b)有限元法圖5 低通濾波器計(jì)算結(jié)果
(a)模式匹配法
(b)有限元法圖6 高通濾波器計(jì)算結(jié)果
從圖5與圖6中可以看出,有限元法與模式匹配法計(jì)算結(jié)果較為吻合,兩個(gè)濾波器在濾波頻段回波損耗均小于等于-30 dB,在隔離頻段隔離度均大于等于85 dB。在隔離頻段由于λ/4諧振腔結(jié)構(gòu)的存在,產(chǎn)生了若干傳輸零點(diǎn)。需要說(shuō)明的是,由于該模型較為復(fù)雜,使用有限元法計(jì)算時(shí)受網(wǎng)格剖分影響很大,因此計(jì)算結(jié)構(gòu)與模式匹配法計(jì)算結(jié)構(gòu)略有出入,但兩種方法的計(jì)算結(jié)果均滿足濾波器指標(biāo)要求。
仿真結(jié)果證明這種結(jié)構(gòu)的濾波器模型可以用于通阻帶頻帶比間隔較近的情況。從仿真計(jì)算時(shí)間來(lái)看,有限元法需要大量的剖分網(wǎng)格數(shù)量,而模式匹配法計(jì)算則很高效,仿真該濾波器模型,HFSS軟件需要10 min以上,模式匹配法計(jì)算僅需要10 s左右。此外,高通和低通濾波器的整體尺寸均小于等于600 mm,與傳統(tǒng)濾波器相比長(zhǎng)度大大減小。
分別設(shè)計(jì)完低通和高通濾波器之后,利用HFSS有限元法仿真軟件與模式匹配法聯(lián)合仿真優(yōu)化設(shè)計(jì)雙工器。先用有限元法仿真提取T型接頭三個(gè)端口的S參數(shù),然后將兩個(gè)兩端口濾波器與T型接頭級(jí)聯(lián)得到雙工器初始模型,最后再用優(yōu)化算法進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。整個(gè)模型的參數(shù)約80個(gè),使用有限元法優(yōu)化該模型幾乎是不可能的。用模式匹配法和有限元法聯(lián)合仿真,大大縮短了計(jì)算的時(shí)間,使得優(yōu)化該模型成為可能。
經(jīng)過(guò)計(jì)算,得到一組理想雙工器仿真結(jié)果,模型如圖7所示。將結(jié)果在HFSS軟件中建模仿真,圖8為模式匹配法與有限元法計(jì)算得到的雙工器計(jì)算結(jié)果,圖中實(shí)線為公共口的駐波,虛線為收發(fā)端口隔離度,可以看到在接收和發(fā)射頻段,公共口的回波損耗均小于等于-20 dB,收頻對(duì)發(fā)頻以及發(fā)頻對(duì)收頻的隔離度均大于等于85 dB。仿真結(jié)果說(shuō)明該雙工器性能較好,滿足實(shí)際使用要求。此外,該雙工器整體長(zhǎng)度小于700 mm,實(shí)現(xiàn)了雙工器的小型化特性。
圖7 雙工器模型示意圖
(a)模式匹配法
(b)有限元法圖8 雙工器計(jì)算結(jié)果
對(duì)該雙工器進(jìn)行了研制和測(cè)試,利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)該雙工器的指標(biāo)進(jìn)行了測(cè)試,圖9是雙工器的實(shí)物圖片與測(cè)試結(jié)果,可以看到該測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合較好,接收端口和發(fā)射端口在工作頻段駐波均小于等于-20 dB,與公共口隔離度均大于等于85 dB,測(cè)試結(jié)果與模式匹配法的計(jì)算結(jié)果一致性較高。儀器的測(cè)試動(dòng)態(tài)范圍使得隔離度的測(cè)試結(jié)果略有偏差。
圖9 雙工器實(shí)物與測(cè)試結(jié)果
本文設(shè)計(jì)的雙工器與已有同類型雙工器從尺寸、損耗、功率容量的指標(biāo)對(duì)比,結(jié)果如表3所示,可以看出該雙工器性能良好。
表3 不同類型雙工器對(duì)比結(jié)果
本文利用模式匹配法與有限元法聯(lián)合仿真計(jì)算,設(shè)計(jì)并研制了一種新型S頻段雙工器,該雙工器接收頻率為2.2~2.3 GHz,發(fā)射頻率為2.025~2.12 GHz,在工作頻帶內(nèi),回波損耗小于等于-20 dB,端口隔離度大于等于85 dB。由于接收和發(fā)射頻率間隔較近,本文提出波導(dǎo)寬邊采取λ/4諧振腔結(jié)構(gòu),在阻帶內(nèi)形成傳輸零點(diǎn),這一結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了較近頻率間隔的高端口隔離度,大大縮短了濾波器尺寸,從而減小了雙工器的整體尺寸。該雙工器采用波導(dǎo)形式,可以用于高功率的環(huán)境中。