李建文， 李戎， 吳濱源， 孫偉

(1.華北電力大學(xué) 新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北 保定 071003；2.國網(wǎng)河北省電力有限公司保定供電分公司，河北 保定 071000)

0 引 言

能源枯竭，環(huán)境危機(jī)，光伏分布式發(fā)電系統(tǒng)發(fā)展迅猛，逆變電路中采用脈寬調(diào)制(pulse width modulation, PWM)控制不可避免的帶來了豐富的開關(guān)諧波，需選取合適的濾波器，LCL型濾波器憑借體積小、成本低的優(yōu)點(diǎn)逐漸成為并網(wǎng)逆變器電路的應(yīng)用首選[1-3]，但其頻率響應(yīng)存在諧振尖峰，威脅到并網(wǎng)電流質(zhì)量及系統(tǒng)穩(wěn)定性[4-5]。圍繞著并網(wǎng)逆變器帶來的系統(tǒng)穩(wěn)定性問題國內(nèi)外已展開了豐富的研究，建模過程作為分析問題的第一步關(guān)乎到結(jié)論的正確與否，因而模型的正確性和精度就顯得尤為重要。理想模型應(yīng)兼顧正確性和復(fù)雜度，使其既能正確反映電路性能且具有高的精度，又不至過于復(fù)雜，利于實(shí)際工程應(yīng)用[6]。目前的論文研究在建模上大體可分為大信號模型與小信號模型兩種。

大信號模型通過對開關(guān)器件在一個(gè)運(yùn)行周期內(nèi)取平均得到，其在整個(gè)定義的范圍內(nèi)有效；小信號模型圍繞著某一特定工作點(diǎn)使用泰勒級數(shù)展開得到，獲得的線性模型只在特定工作點(diǎn)微小變化范圍內(nèi)有效[7-8]。并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)利用小信號建?？紤]的因素更加全面：鎖相環(huán)(phase-locked-loop，PLL)作為典型的反饋控制電路能夠?qū)崿F(xiàn)對頻率的快速跟隨[9]，但在交流源電壓受擾動后會輸出角Δθ，使得系統(tǒng)坐標(biāo)系與控制坐標(biāo)系不再重合，為提高系統(tǒng)穩(wěn)定性文獻(xiàn)[10-15]從不同方面展開研究，文獻(xiàn)[15]指出PLL帶寬會影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，進(jìn)而利用相角補(bǔ)償?shù)姆椒ㄔ黾酉到y(tǒng)的相位裕度，解決PLL帶寬過高引起的系統(tǒng)穩(wěn)定性問題。

現(xiàn)有文獻(xiàn)圍繞著對LCL型并網(wǎng)逆變器參數(shù)的整定、通過不同方法提高系統(tǒng)穩(wěn)定性及加入反饋控制后提高模型的準(zhǔn)確性和控制性能的一致性已展開了豐富的研究，這其中既有利用大信號模型分析方法[16-19]也有利用小信號模型[20-22]分析方法，本文著重分析兩種模型各自適用性。分別在大、小信號模型下對并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)建模，在電路拓?fù)渲屑尤氩⒕W(wǎng)電流和電容電流反饋控制環(huán)節(jié)，小信號模型在此基礎(chǔ)上再加入PLL控制環(huán)節(jié)。改變參數(shù)探究對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，通過建模過程和得出的結(jié)論比較二者異同，總結(jié)各自適用性，討論多逆變器并網(wǎng)時(shí)，通過犧牲模型的精確度、簡化控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)、降低模型階數(shù)而采用大信號模型是否可取。最后在MATLAB/Simulink中搭建實(shí)際并網(wǎng)模型，驗(yàn)證模型分析穩(wěn)定性得到的結(jié)論及大信號模型在多逆變器并網(wǎng)時(shí)的適用性。

1 典型控制下LCL型并網(wǎng)逆變器大、小信號模型

1.1 大信號模型

分布式電源經(jīng)逆變電路將直流轉(zhuǎn)換成三相交流電，通過LCL型濾波器抑制并網(wǎng)電流中的開關(guān)諧波，將電能饋送至用戶及系統(tǒng)中。圖1給出了LCL型并網(wǎng)逆變器的電路拓?fù)洹?/p>

圖1 LCL型并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of LCL-filter-based grid-connected inverter

LCL型并網(wǎng)逆變器由逆變側(cè)電感L1、逆變側(cè)電阻RL1、濾波電容C1、濾波電容寄生電阻RC1、網(wǎng)側(cè)電感L2和網(wǎng)側(cè)電阻RL2構(gòu)成。Vdc為直流側(cè)電壓，ug為電網(wǎng)電壓，uPCC為公共耦合點(diǎn)處電壓，uC為濾波電容電壓，uinv為逆變器輸出電壓。iL1、iC1和ig分別為逆變側(cè)電感電流、濾波電容電流和并網(wǎng)電流。

逆變器輸出端為時(shí)變交流量，利用大信號模型建模時(shí)為簡化控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)，便于調(diào)節(jié)并網(wǎng)逆變器的有功和無功功率，并在應(yīng)用PI調(diào)節(jié)器對并網(wǎng)電流基波分量調(diào)節(jié)時(shí)不產(chǎn)生靜態(tài)誤差，通過坐標(biāo)變換將abc坐標(biāo)系下的變量轉(zhuǎn)移至d-q坐標(biāo)系下。由此產(chǎn)生的模型可視作是一雙輸入雙輸出(MIMO)系統(tǒng)，所得傳遞函數(shù)為2×2的矩陣，其副對角線上的元素代表d-q軸間的交叉耦合項(xiàng)。

為抑制LCL型并網(wǎng)逆變器的諧振尖峰，控制側(cè)選取基于電容電流反饋的有源阻尼法，并利用PI控制實(shí)現(xiàn)負(fù)載和電網(wǎng)電流參考值的快速跟隨，其控制框圖如圖2所示[19]。

圖2 典型控制環(huán)節(jié)下LCL型逆變器傳遞函數(shù)Fig.2 Circuit transfer function of LCL-filter-based grid-connected inverter under typical control

其中，Pci為PI控制器，Gc為電容電流反饋比例控制器，kPWM為逆變器PWM調(diào)制等效增益，取kPWM=1。

將公共耦合點(diǎn)電壓作為輸入，并網(wǎng)電流作為輸出，所得傳遞矩陣包含d-q軸的自導(dǎo)納和交叉耦合導(dǎo)納，即

(1)

化簡傳遞流程圖，得到大信號模型下逆變器的輸出導(dǎo)納表達(dá)式為

(2)

式中：E為單位矩陣；Gc=diag(kc,kc)，kc為比例系數(shù)；Pci=diag(Gi,Gi)，Gi=kpi+kii/s。

1.2 小信號模型

圖3 d-q坐標(biāo)系下小信號電路模型Fig.3 Small-signal modeling under d-q coordinate system

閉環(huán)控制中加入PLL環(huán)節(jié)，其具有監(jiān)測系統(tǒng)頻率與實(shí)現(xiàn)相位快速跟隨的功能使得所建模型更為精確。根據(jù)圖3得到的傳遞函數(shù)由于d-q軸間存在耦合，形式相對復(fù)雜，化簡得到考慮PLL的控制環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)如圖4所示[15]。

圖4 LCL型逆變器小信號模型Fig.4 Small-signal modeling of LCL-filter-based grid-connected inverter

同樣將公共耦合點(diǎn)電壓作為輸入，并網(wǎng)電流作為輸出，化簡傳遞函數(shù)框圖得到逆變器輸出導(dǎo)納為

(3)

2 大、小信號模型適用性分析

2.1 兩種模型分析參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

2.1.1 大信號模型

根據(jù)式(2)得到逆變器輸出導(dǎo)納Yout_da的Bode圖，定性分析LCL參數(shù)、有源阻尼系數(shù)及電流調(diào)節(jié)器參數(shù)對逆變器輸出導(dǎo)納Yout_da的影響，結(jié)論歸納見表1。

表1 大信號模型分析參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響的結(jié)果

2.1.2 小信號模型

定義電網(wǎng)阻抗Zg與LCL型并網(wǎng)逆變器輸出導(dǎo)納Yout_xiao的乘積為回率矩陣L，根據(jù)L的特征函數(shù)曲線判斷系統(tǒng)穩(wěn)定性[15]，研究和單位圓相交截止頻率fc下的相角裕度，求取系統(tǒng)的穩(wěn)定范圍和裕度。結(jié)論歸納見表2。

觀察表1和表2發(fā)現(xiàn)，大、小信號模型在分析參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響時(shí)得到的結(jié)論具有一致性：應(yīng)用小信號模型分析逆變器側(cè)電感L1時(shí)認(rèn)為其參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響很小，與大信號模型分析結(jié)果相吻合；濾波電容C1、網(wǎng)側(cè)電感L2參數(shù)增大使得系統(tǒng)趨于不穩(wěn)定，與大信號模型分析結(jié)果相吻合；有源阻尼系數(shù)kc增大，Nyquist曲線向內(nèi)收縮，相角裕度增大，表明系統(tǒng)愈加穩(wěn)定，與大信號模型分析結(jié)果相吻合。

表2 小信號模型分析參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響的結(jié)果

2.2 兩種模型特性比較

為更直觀的挖掘二者適用性，表3給出一組并網(wǎng)逆變器參數(shù)。

表3 并網(wǎng)逆變器參數(shù)

根據(jù)式(2)和式(3)，繪制兩種模型下輸出導(dǎo)納Yout的Bode圖，如圖5所示。

觀察圖5發(fā)現(xiàn)，大信號模型在低頻段內(nèi)Ydd、Ydq、Yqd和Yqq呈負(fù)導(dǎo)納，小信號模型在低頻段內(nèi)幅值增益約等于1，證明小信號模型較大信號模型在低頻域具有更好的跟蹤效果；高頻段內(nèi)由于LCL型逆變器的特性，二者在4.1 kHz均出現(xiàn)一諧振尖峰，大信號模型在此處幅值較小，小信號模型對諧振點(diǎn)反應(yīng)敏感，幅值較高；電網(wǎng)工頻50 Hz處小信號模型會出現(xiàn)尖峰，大信號模型未出現(xiàn)。

2.3 適用性分析

2.1節(jié)運(yùn)用兩種模型在分析參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響時(shí)得出的結(jié)論是一致的。但應(yīng)該指出，大信號模型未考慮電力電子器件非線性特性、PLL環(huán)節(jié)使得模型更為簡單，輸出導(dǎo)納階數(shù)較低。小信號模型考慮電力電子器件在PWM控制下的線性運(yùn)行點(diǎn)、加入PLL比例積分環(huán)節(jié)使得階數(shù)較高，總結(jié)兩種模型的異同如表4所示。

表4 大小信號模型的比較

當(dāng)前光伏裝機(jī)容量連年上升，其在電網(wǎng)滲透率越來越高，配電網(wǎng)中多逆變器并網(wǎng)已是一種趨勢，然而逆變器間的交互常引發(fā)諧振失穩(wěn)，需進(jìn)一步對系統(tǒng)建模找到諧振點(diǎn)并加以治理[23-24]，考慮到實(shí)際工況中不同廠家生產(chǎn)的并網(wǎng)逆變器參數(shù)不盡相同，且小信號模型下輸出導(dǎo)納表達(dá)式(3)較大信號模型式(2)高出3階，在分析多逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)時(shí)若繼續(xù)采用小信號模型勢必會增加分析工作量、增大建模難度。而此時(shí)模型的精確度已是次要考量因素，即相較于逆變器內(nèi)部參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，更關(guān)注逆變器之間和逆變器與電網(wǎng)阻抗間交互影響造成的系統(tǒng)不穩(wěn)定的點(diǎn)。大信號模型憑借簡化控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)，更易推導(dǎo)得出傳遞函數(shù)表達(dá)式，為進(jìn)一步分析系統(tǒng)諧振點(diǎn)提供了便利。

圖6給出兩種模型下相同參數(shù)的兩臺逆變器并聯(lián)后系統(tǒng)輸出導(dǎo)納YoutBode圖，對比發(fā)現(xiàn)二者均在3.75 kHz處出現(xiàn)諧振尖峰，證明了在分析多逆變器并網(wǎng)時(shí)采用大信號模型可以有效確定并網(wǎng)系統(tǒng)的諧振點(diǎn)。

圖6 兩個(gè)逆變器并網(wǎng)時(shí)兩種模型輸出導(dǎo)納Yout對比圖Fig.6 Comparison diagram of output admittance Yout between the two model when two inverters are connected to the grid

3 仿真驗(yàn)證

第2節(jié)中分別在大、小信號模型下討論了LCL型濾波器參數(shù)及控制參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，進(jìn)而就一臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)及兩臺逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)給出了應(yīng)用大、小信號模型輸出導(dǎo)納對比圖。為了驗(yàn)證理論分析的正確性，在MATLAB/Simulink中搭建系統(tǒng)具體模型，并網(wǎng)逆變器參數(shù)見表3，圖7(a)給出了此時(shí)并網(wǎng)電流波形及FFT分析。

圖7 典型參數(shù)下并網(wǎng)電流波形及FFT分析Fig.7 Grid-connected current waveform and Fourier analysis result under typical parameters

觀察圖7(a)發(fā)現(xiàn)，并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)存在82次諧波，圖5給出的兩種模型下輸出導(dǎo)納對比圖均在4.1 kHz處出現(xiàn)諧振尖峰，與其結(jié)果相吻合?，F(xiàn)在控制回路加入諧波電壓源，幅值為并網(wǎng)點(diǎn)電壓額定值的5%，頻率為4.1 kHz。加入背景諧波后并網(wǎng)電流波形及FFT分析如圖7(b)所示。

觀察圖7(b)發(fā)現(xiàn)，除基波電流外，在諧振點(diǎn)4.1 kHz(82 pu) 處電流被明顯放大，并網(wǎng)電流波形產(chǎn)生嚴(yán)重畸變，已不滿足并網(wǎng)要求。驗(yàn)證了2.2節(jié)應(yīng)用大、小信號模型輸出導(dǎo)納Bode圖確定并網(wǎng)系統(tǒng)諧振點(diǎn)的有效性。

3.1 參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

改變?yōu)V波器參數(shù)、有源阻尼系數(shù)及PLL參數(shù)，觀察并網(wǎng)電流波形，驗(yàn)證各項(xiàng)參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響與實(shí)驗(yàn)結(jié)果是否一致。

1)改變?yōu)V波電容參數(shù)。

分別減小、增大濾波電容參數(shù)，取C1=7.5、12.0 μF，觀察并網(wǎng)電流波形及FFT分析，并在控制回路加入諧波電壓源，幅值為并網(wǎng)點(diǎn)電壓額定值的5%，頻率為相應(yīng)參數(shù)下并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)諧振頻率，對比不同參數(shù)下并網(wǎng)電流波形畸變程度及諧波放大程度，得到圖7～圖9。

圖8 濾波電容C1=8 μF時(shí)并網(wǎng)電流波形及FFT分析Fig.8 Grid-connected current waveform and Fourier analysis result when filter capacitor C1=8 μF

圖9 濾波電容C1=12 μF時(shí)并網(wǎng)電流波形及FFT分析Fig.9 Grid-connected current waveform and Fourier analysis result when filter capacitor C1=12 μF

觀察圖7～圖9發(fā)現(xiàn)，隨著濾波電容C1增大，諧波含量基本未變，諧振峰值向低頻方向移動，控制回路加入諧波源后諧振峰值均得到有效放大，且放大程度及諧波含量接近，與2.1節(jié)應(yīng)用大、小信號模型得到的結(jié)論相吻合。

2)改變有源阻尼系數(shù)。

分別減小、增大有源阻尼系數(shù)，取kc=0.8、1.5，觀察并網(wǎng)電流波形及FFT分析，并在控制回路加入諧波電壓源，幅值為并網(wǎng)點(diǎn)電壓額定值的5%，頻率為相應(yīng)參數(shù)下并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)諧振頻率，對比不同參數(shù)下并網(wǎng)電流波形畸變程度及諧波放大程度，得到圖7、圖10和圖11。

圖10 有源阻尼系數(shù)kc=0.8時(shí)并網(wǎng)電流波形及FFT分析Fig.10 Grid-connected current waveform and Fourier analysis result when active damping coefficient kc=0.8

觀察圖7、圖10和圖11發(fā)現(xiàn)，隨著有源阻尼系數(shù)kc增大，諧波含量逐漸減少，諧振峰值未變，控制回路加入諧波源后諧振峰值均得到有效放大，但放大程度及諧波含量逐漸降低，與2.1節(jié)大小信號模型得出的結(jié)論相吻合。

圖11 有源阻尼系數(shù)kc=1.5時(shí)并網(wǎng)電流波形及FFT分析Fig.11 Grid-connected current waveform and Fourier analysis result when active damping coefficient kc=1.5

3)增大PLL參數(shù)，觀察并網(wǎng)電流波形及FFT分析，得到圖12。

觀察圖12發(fā)現(xiàn)，PLL帶寬增大后諧波含量增加；更重要的是，電流大幅偏離額定電流igref，與2.1節(jié)應(yīng)用小信號模型得到的結(jié)論相吻合。但請注意，一定范圍內(nèi)增大PLL系數(shù)系統(tǒng)并網(wǎng)電流并未振蕩失穩(wěn)，只是其電流幅值大幅偏離額定值。

圖12 增大PLL參數(shù)后的并網(wǎng)電流波形及FFT分析Fig.12 Grid-connected current waveform and Fourier analysis result after increasing PLL parameters

3.2 多逆變器并網(wǎng)諧振失穩(wěn)驗(yàn)證

圖6給出的2個(gè)逆變器并網(wǎng)時(shí)輸出導(dǎo)納對比圖均在3.75 kHz處出現(xiàn)諧振尖峰，現(xiàn)搭建2個(gè)相同參數(shù)的LCL型逆變器，并在控制回路加入諧波電壓源，幅值為并網(wǎng)點(diǎn)電壓額定值的5%，頻率為3.75 kHz，觀察并網(wǎng)電流波形及FFT分析如圖13所示。

觀察圖13發(fā)現(xiàn)，并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)存在75次諧波，與圖6給出的結(jié)果相吻合?？刂苹芈芳尤胫C波源后諧振峰值得到有效放大并網(wǎng)電流波形產(chǎn)生嚴(yán)重畸變，已不滿足并網(wǎng)要求。驗(yàn)證了2.3節(jié)應(yīng)用大、小信號模型輸出導(dǎo)納Bode圖確定多逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)諧振點(diǎn)的有效性。

圖13 兩臺相同參數(shù)的LCL型逆變器并網(wǎng)后的電流波形及FFT分析Fig.13 Grid-connected current waveform and Fourier analysis result after connecting two LCL-filter-based grid-connected inverter with same parameters in parallel

4 應(yīng)用拓展

弱電網(wǎng)背景下，并網(wǎng)逆變器控制側(cè)取濾波電容電壓進(jìn)行跟蹤實(shí)現(xiàn)對有功、無功的控制被證明較傳統(tǒng)電流型控制具有更好的運(yùn)行特性，穩(wěn)定程度更高[25]?，F(xiàn)給出這一電壓型控制逆變器的控制框圖，應(yīng)用大信號模型確定其并網(wǎng)諧振點(diǎn)。

電壓型控制逆變器控制框圖如圖14所示，采用電壓電流雙閉環(huán)控制方式，電壓外環(huán)給定值由功率給定環(huán)節(jié)計(jì)算得到，電流內(nèi)環(huán)為逆變器側(cè)電感電流iL1反饋的有源阻尼控制。由于功率環(huán)時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于電壓環(huán)時(shí)間常數(shù)，因此可認(rèn)為電壓環(huán)電壓參考信號恒定。圖14中：U*(s)為電壓參考信號；Gu(s)和Gi(s)分別為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器和電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)；Lg為電網(wǎng)等效電感。設(shè)置參數(shù)如表5所示。

表5 電壓型控制逆變器并網(wǎng)參數(shù)設(shè)置

根據(jù)圖14對電壓型控制逆變器進(jìn)行戴維南等效，如圖15所示，其中，Us和Zo1分別為電壓型控制逆變器的等效電壓源和等效輸出阻抗，ZL2=sL2，Zg=sLg。

圖14 電壓型控制逆變器控制框圖Fig.14 Control block diagram of voltage-controlled inverter

圖15 電壓型控制逆變器戴維南等效電路Fig.15 Thevenin equivalent circuit of voltage-controlled inverter

結(jié)合圖14和圖15推導(dǎo)得到Us和Zo1的表達(dá)式分別為：

G1U*;

(4)

(5)

由圖15推導(dǎo)得出電壓型控制逆變器并網(wǎng)電流的表達(dá)式為

ig(s)=Φ1(s)U*-Φg(s)Ug。

(6)

由式(6)可知，并網(wǎng)電流ig(s)由兩部分組成，其中：Φ1(s)表示逆變器自身對ig(s)產(chǎn)生的影響；Φg(s)表示逆變器與電網(wǎng)交互對ig(s)產(chǎn)生的影響。根據(jù)式(6)繪制電壓型控制逆變器并網(wǎng)電流ig(s)的Bode圖如圖16所示。

圖16 電壓型控制逆變器并網(wǎng)電流ig(s)Bode圖Fig.16 Bode diagram of voltage-controlled inverter grid-connected current ig(s)

觀察圖16發(fā)現(xiàn)，電壓型控制逆變器在244 Hz處存在諧振尖峰，為驗(yàn)證應(yīng)用大信號模型確定的這一諧振點(diǎn)，在MATLAB/Simulink中搭建實(shí)際并網(wǎng)模型，并在控制回路加入5次諧波電壓源，幅值為并網(wǎng)點(diǎn)電壓額定值的5%，觀察并網(wǎng)電流波形及FFT分析如圖17所示。

圖17 電壓型控制逆變器并網(wǎng)電流波形及FFT分析Fig.17 Grid-connected current waveform and Fourier analysis of voltage-controlled inverter

觀察圖17 (a)和(b)發(fā)現(xiàn)，控制回路加入5次諧波電壓源后諧波含量大大增加，且5次諧波被放大，波形畸變明顯，已不滿足并網(wǎng)電流標(biāo)準(zhǔn)，驗(yàn)證利用大信號模型確定不同控制類型逆變器并網(wǎng)諧振點(diǎn)的有效性。

5 結(jié) 論

對LCL型并網(wǎng)逆變器在大、小信號下建模，分析參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響，進(jìn)而比較兩種模型異同，分析其適用性，得到如下結(jié)論：

1)兩種模型在分析參數(shù)變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響時(shí)得出的結(jié)論具有一致性：逆變側(cè)電感參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響不大。濾波電容增大，諧振頻率降低，截止頻率下相角裕度減小，系統(tǒng)趨于不穩(wěn)定。網(wǎng)側(cè)電感增大，諧振頻率降低，諧振幅值降低，系統(tǒng)穩(wěn)定性降低。有源阻尼系數(shù)增大，系統(tǒng)穩(wěn)定性得到改善。電網(wǎng)阻抗愈大，系統(tǒng)穩(wěn)定性變差。小信號模型下加入PLL控制環(huán)節(jié)，增大PLL帶寬，系統(tǒng)穩(wěn)定性變差。

2)二者建模難度，模型精確度不同。小信號模型考慮電力電子器件在PWM控制下的線性運(yùn)行點(diǎn)、PLL的動態(tài)控制環(huán)節(jié)，使得模型更精確的同時(shí)也更復(fù)雜，體現(xiàn)在小信號模型在低頻域內(nèi)跟蹤效果更好，對諧振頻率更敏感，同時(shí)輸出導(dǎo)納階數(shù)更高。

3)二者適用性不同。分析單逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)穩(wěn)定性時(shí)采用小信號模型考慮因素更全面，模型精確度更高，而在新能源發(fā)電系統(tǒng)滲透率越來越高的今天，應(yīng)對用電負(fù)荷變化隨時(shí)需要靈活控制并網(wǎng)臺數(shù)，多逆變器之間及逆變器與電網(wǎng)阻抗間均存在交互影響，有必要對系統(tǒng)建模并分析其頻率響應(yīng)特性，找到不穩(wěn)定點(diǎn)，在不改變原有電路拓?fù)涞幕A(chǔ)上改進(jìn)控制算法對諧振尖峰加以治理?？紤]到各個(gè)逆變器的參數(shù)不盡相同，若采用小信號模型會增加建模難度，模型階數(shù)的升高意味著其結(jié)構(gòu)也更為復(fù)雜，而應(yīng)用大信號模型能夠簡化控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)，找到系統(tǒng)諧振點(diǎn)并加以治理，以滿足并網(wǎng)要求。

本文著重對兩種模型各自的特性及適用性進(jìn)行論述，下一步可針對多逆變器并網(wǎng)帶來的系統(tǒng)穩(wěn)定性問題展開研究，以此證明在對高階復(fù)雜系統(tǒng)建模時(shí)應(yīng)用大信號模型確定系統(tǒng)諧波諧振點(diǎn)的有效性。