戶毅仁， 石 勇， 張林博， 郭 康

(陜西科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院, 陜西 西安 710021)

0 引言

隨著電力電子技術(shù)的快速發(fā)展， DC-DC變換器的發(fā)展也得到了長(zhǎng)足的進(jìn)步.由于DC-DC變換器具有效率高、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)，所以廣泛應(yīng)用于工業(yè)、航空、醫(yī)療、科技等領(lǐng)域.其中，移相全橋變換器[1-4]因?yàn)榫哂熊涢_(kāi)關(guān)范圍寬的優(yōu)點(diǎn)，所以廣泛應(yīng)用于中大功率領(lǐng)域.移相全橋變換器的一次環(huán)流損耗[5-12]、軟開(kāi)關(guān)諧振過(guò)程[13-20]等問(wèn)題是該領(lǐng)域的研究熱點(diǎn).文獻(xiàn)[9]通過(guò)增加變壓器繞組和副邊增加輔助電路，使滯后橋臂形成單獨(dú)半橋電路，很好的解決了滯后管ZVS實(shí)現(xiàn)范圍窄的缺點(diǎn)；文獻(xiàn)[10]采用電容濾波器取代常規(guī)的LC濾波器，使變壓器一次側(cè)電流迅速?gòu)?fù)位以實(shí)現(xiàn)滯后管ZCS，且變壓器二次側(cè)整流二極管無(wú)反向恢復(fù)損耗.這些研究成果極大的促進(jìn)了DC-DC變換器的實(shí)用化進(jìn)程.

通過(guò)增加輔助電路可以改善傳統(tǒng)變換器的缺點(diǎn)，與此同時(shí)會(huì)帶來(lái)增大電路體積、控制方式復(fù)雜等問(wèn)題.本文提出一種新型容性整流移相全橋變換器，該變換器副邊采用容性整流結(jié)構(gòu)，不需要增加輔助電路且控制方式簡(jiǎn)單，可在續(xù)流階段將原邊電流復(fù)位至0.該變換器具有如下優(yōu)點(diǎn)：滯后管在寬負(fù)載范圍內(nèi)可實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，無(wú)二極管反向恢復(fù)損耗.本文首先介紹了該變換器的組成及原理分析，隨后進(jìn)行電路的特性分析，接著是實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析，最后給出結(jié)論.經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證：該電路工作原理正確，可以正常工作.

1 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為本文所提出的新型容性整流移相全橋變換器的電路拓?fù)?在一次側(cè)，Vin為直流母線輸入電壓；Q1、Q2、Q3、Q4為N型MOSFET，其中D1、D2、D3、D4為MOSFET的體二極管，C1、C2、C3、C4為MOSFET的輸出電容，并不需要外接電容.Cin為穩(wěn)壓電容，接在直流輸入母線兩端.Lp是變壓器漏感.在二次側(cè)，D5、D6、D7、D8是整流二極管，由于本文所提出的電路拓?fù)洳捎秒娙轂V波器，負(fù)載Ro只與Co并聯(lián)連接.

圖1 新型容性整流移相全橋變換器

2 基本工作原理

圖2為該變換器的關(guān)鍵波形圖.vQ1、vQ2、vQ3、vQ4為原邊開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)波形；vp為變壓器原邊電壓波形；vs為變壓器副邊電壓波形；ip為原邊電流波形；iD5為整流二極管電流波形.

圖2 關(guān)鍵波形圖

該電路拓?fù)湔胫芷谀B(tài)如圖3所示.在討論之前，假設(shè)所有功率器件為理想元器件，忽略驅(qū)動(dòng)電壓上升時(shí)間和一次側(cè)開(kāi)關(guān)管的壓降以及關(guān)斷時(shí)的漏電流.

模態(tài)1[t0-t1]：Q1和Q4都導(dǎo)通，輸入電源通過(guò)變壓器給負(fù)載穩(wěn)定供電，D5和D6導(dǎo)通.ip線性增加，在t1時(shí)刻，ip增加至最大ipmax，其斜率為：

(1)

模態(tài)2[t1-t2]：在t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷.由于Lp的存在，ip保持之前的方向，但呈線性減小；ip給C1充電，同時(shí)給C2放電.由于有C1和C2，限制了Q1的d、s兩端電壓的增長(zhǎng)速率，使得Q1是ZVS關(guān)斷.此階段ip為：

(2)

式(2)中：kT-變壓器變比.

C1、C2的電壓依次為：

(3)

(4)

式(3) 、(4)中：I1-Δt1-2期間的有效值，近似于ipmax.

模態(tài)的持續(xù)時(shí)間為：

(5)

模態(tài)3[t2-t3]：在t2時(shí)刻，C1的電壓上升到Vin，C2的電壓下降到0，這時(shí)D2自然導(dǎo)通.此階段電流為：

(6)

由于沒(méi)有濾波電感作用，電流下降很快，這個(gè)模態(tài)結(jié)束之前原邊電流能否降至0，漏感Lp的大小起決定性作用，驗(yàn)證本文理論的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)所用變壓器漏感較小，ip可以在該模態(tài)復(fù)位至0，因此電流復(fù)位到0的時(shí)間為：

(7)

在t3時(shí)刻，Q2實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通.Q1與Q2的死區(qū)時(shí)間Tdead一定大于Δt1-2，以保證Q1可以實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷，Q4可以ZVS開(kāi)通，即

(8)

模態(tài)4[t3-t4]：t3時(shí)刻之前，ip降至0，在t4時(shí)刻，Q4可以實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷.

模態(tài)5[t4-t5]：在t5時(shí)刻，由于漏感作用，限制了ip的變化率，從而Q3可以實(shí)現(xiàn)ZCS導(dǎo)通.此模態(tài)時(shí)間與Q3與Q4的死區(qū)時(shí)間Tdead一致，即

Δt4-5=Tdead

(9)

模態(tài)6[t5-t6]：Q2在t3時(shí)刻已經(jīng)開(kāi)通，Q3在t5時(shí)刻也已經(jīng)開(kāi)通，進(jìn)入負(fù)半周期.在t6時(shí)刻時(shí)，電流降為反向最大-ipmax，原邊電流等于：

(10)

Δt5-6時(shí)間為：

(11)

式(11)中：D-有效占空比(Q1與Q4共同導(dǎo)通時(shí)間與周期之比)；T-周期時(shí)間.

從這模態(tài)開(kāi)始，電路進(jìn)入負(fù)半個(gè)周期，其工作情況類(lèi)似于前面描述的[t0-t5].

(a)模態(tài)1

(b)模態(tài)2

(c)模態(tài)3

(d)模態(tài)4

(e)模態(tài)5

(f)模態(tài)6圖3 正半周期模態(tài)圖

3 電路特性分析

3.1 電流復(fù)位原理及產(chǎn)生的影響

如圖2所示，t0到t5時(shí)刻為該電路的半個(gè)周期，其中：t0到t1時(shí)刻為有效占空比時(shí)間，時(shí)間為DT；t1到t5時(shí)刻為電流復(fù)位時(shí)間，時(shí)間為(1/2-D)T.而從t2時(shí)刻起，D2自然導(dǎo)通，限制了電流方向，變壓器原邊電壓已降至0，副邊vs仍保持高電平狀態(tài)，由副邊反射回原邊的電壓強(qiáng)行拉低原邊電流，電流減小至0.電感Lp充電時(shí)間為：

tcharge=DT

(12)

電流復(fù)位時(shí)間為：

(13)

式(13)中：ipmax為:

(14)

該電路工作在斷續(xù)狀態(tài)下的條件是電流上升時(shí)間與復(fù)位時(shí)間小于T/2.即

(15)

因?yàn)殡娐饭ぷ髟跀嗬m(xù)狀態(tài)下，副邊整流環(huán)節(jié)不存在短路現(xiàn)象，所以二極管不會(huì)反向恢復(fù)，從而降低電路損耗.整流二極管兩端的電壓由輸出電壓決定，從而可降低輸出整流二極管的電壓定額，并且不需要添加RCD吸收電路，可以節(jié)約電路成本，以及節(jié)省大電感所占空間，提高功率密度.要使系統(tǒng)工作在連續(xù)狀態(tài)下時(shí)，可以使所有開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)ZVS，但與此同時(shí)會(huì)引起整流二極管的反向恢復(fù)與高壓振鈴，這樣就需要增加諧振電感和減小變壓器變比，從而需要選擇反向耐壓高的整流二極管，以及外加RCD吸收電路.因此，該電路拓?fù)湓O(shè)計(jì)應(yīng)用于對(duì)電流紋波要求不高的應(yīng)用場(chǎng)合.

3.2 輸入輸出關(guān)系

實(shí)際電路的輸入輸出電壓關(guān)系與實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的走線、布局所產(chǎn)生的寄生參數(shù)、元器件的壓降等都有一定的關(guān)系.對(duì)于理想電路，可以先忽略寄生參數(shù)、元器件的壓降對(duì)輸出的影響，當(dāng)該電路在斷續(xù)狀態(tài)下運(yùn)行時(shí)，可推導(dǎo)Vo與Vin之間的關(guān)系為：

(16)

其中，

(17)

3.3 Q1和Q2的軟開(kāi)關(guān)

由于存在C1和C2，限制了Q1的d、s兩端電壓的增長(zhǎng)速率，使得Q1是ZVS關(guān)斷.又因變壓器原邊有漏感的存在，電感量足夠提供C1、C2的能量交換時(shí)所需要的能量，即

(18)

以Q2為例，在D2自然導(dǎo)通之后才開(kāi)通，因此可 實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通.

3.4 Q3和Q4的軟開(kāi)關(guān)

Q3、Q4開(kāi)通時(shí)，由于Lp的存在，限制了原邊電流的變化速率，使得ip從0緩慢增長(zhǎng)，因此Q1、Q3可以零電流開(kāi)通.減小Q3、Q4驅(qū)動(dòng)電阻，使得開(kāi)關(guān)管開(kāi)通變快，可以進(jìn)一步降低導(dǎo)通損耗.關(guān)斷時(shí)，由副邊反射到原邊的電壓足以使電流復(fù)位到0，即

(19)

Q3、Q4是在原邊電流復(fù)位到0之后才關(guān)斷，因此它們可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷.

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

搭建實(shí)際硬件電路如圖4所示.該變換器設(shè)計(jì)參數(shù)如表1所示.

圖4 500 W原理樣機(jī)

表1 設(shè)計(jì)參數(shù)

圖5所示為150 V時(shí)實(shí)際變壓器原邊電壓和原邊電流波形，原邊電流的變化率由電感量的大小決定，實(shí)際波形與理論相符.

圖5 變壓器原邊電壓波形和原邊電流波形

圖6所示為150 V時(shí)實(shí)際變壓器副邊電壓和原邊電流波形.從圖中可以看出電流復(fù)位是由變壓器副邊電壓反射到原邊，導(dǎo)致電流復(fù)位至0.

圖6 變壓器副邊電壓波形和原邊電流波形

圖7所示為150 V時(shí)實(shí)際整流二極管D5電壓、電流波形，其中電流無(wú)反向恢復(fù).

圖7 整流二極管電壓、電流波形

圖8為150 V時(shí)Q1的漏極和源極之間的電壓與電流以及柵極和源極之間的電壓.從圖中可以看出，Q1實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通與零電壓關(guān)斷.

圖8 Q1的vds、vgs和ip

圖9為150 V時(shí)Q4的漏極和源極之間的電壓與電流以及柵極和源極之間的電壓.從圖中可以看出，Q4實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)通與零電流關(guān)斷.

圖9 Q4的vds、vgs和ip

圖10所示的是相同輸入輸出電壓(輸入電壓：300 V，輸出電壓：150 V)情況下，不同負(fù)載的效率曲線.從圖中可以看出，不同負(fù)載效率都可達(dá)94%以上.

圖10 效率曲線

5 結(jié)論

本文提出一種新型容性整流移相全橋變換器.文中分析了電路的基本工作原理和特性，并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該電路工作原理正確，可以正常工作.該電路具有如下特點(diǎn)：全部開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；輸出整流器兩端的電壓等于輸出電壓；整流二極管的電流具有較低的電流變換率，有助于減小反向恢復(fù)損耗甚至無(wú)反向恢復(fù)，可實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)通.