王克柏，郭明良，于雁南，鄧孝祥，劉宏洋

（黑龍江科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，哈爾濱 150000）

逆變電路的應(yīng)用十分廣泛，在當(dāng)前已有電源中，蓄電池、干電池、超級(jí)電容、太陽(yáng)能電池等都是直流電源，不能直接向交流負(fù)載供電，需先經(jīng)過(guò)電能變換，這時(shí)就需要逆變電源。而判斷一個(gè)逆變器的好壞，其控制方式尤為重要。

常用的逆變控制技術(shù)主要有模擬控制、數(shù)字PID 控制、雙環(huán)控制、無(wú)差拍控制和重復(fù)控制等。文獻(xiàn)[1]提出了一種基于極點(diǎn)配置的逆變器模擬控制器設(shè)計(jì)方法，該方法可加快逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，在非線性負(fù)載情況下輸出電壓THD 值低、穩(wěn)態(tài)精度高，但該模擬控制存在設(shè)計(jì)周期長(zhǎng)、調(diào)試復(fù)雜、監(jiān)控能力差等缺點(diǎn)。文獻(xiàn)[2]采用數(shù)字PID 控制，較好地改善了逆變器輸出電壓波形質(zhì)量，提高了輸出波形的幅值，降低了逆變器的總諧波失真。較模擬控制算法相對(duì)簡(jiǎn)單，參數(shù)易于整定，系統(tǒng)適應(yīng)力強(qiáng)，但采用數(shù)字PID 控制具有時(shí)間滯后系統(tǒng)，穩(wěn)定性不高。文獻(xiàn)[3]采用以電網(wǎng)電流為電流外環(huán)、電容電流為電流內(nèi)環(huán)的雙電流環(huán)控制，減少了dq 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換和復(fù)雜的解耦控制。與模擬控制、數(shù)字PID 控制相比較，當(dāng)逆變器空載時(shí)，由于空載阻尼小，模擬控制和數(shù)字PID 控制開(kāi)環(huán)運(yùn)行振蕩劇烈，收斂速度慢。但在文獻(xiàn)[3]中，雙環(huán)控制系統(tǒng)穩(wěn)定性受控制器的參數(shù)影響大，須求解復(fù)雜的四階閉環(huán)系統(tǒng)方程，運(yùn)算量大，不利于實(shí)際應(yīng)用。文獻(xiàn)[4]采用無(wú)差拍控制，可以對(duì)由于系統(tǒng)參數(shù)偏差、諧波等造成的周期性擾動(dòng)進(jìn)行抑制，較模擬控制、數(shù)字PID 控制和雙環(huán)控制可以有效減小輸出電壓電流諧波含量，提高波形質(zhì)量，并且具有更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。然而，無(wú)差拍控制依賴于精確的數(shù)學(xué)模型，控制精度會(huì)受到數(shù)字控制延時(shí)和模型參數(shù)攝動(dòng)的影響。文獻(xiàn)[5]采用以內(nèi)膜原理為基礎(chǔ)的重復(fù)控制，將系統(tǒng)控制器等效為無(wú)數(shù)個(gè)諧振控制器的并聯(lián)，可實(shí)現(xiàn)對(duì)基頻信號(hào)的無(wú)靜差跟蹤并抑制各次諧波擾動(dòng)，可消除周期性干擾所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差，具有良好的靜態(tài)性能，但單獨(dú)使用重復(fù)控制器時(shí)，存在一個(gè)工頻周期的延遲，較模擬控制器、數(shù)字PID 控制、雙環(huán)控制以及無(wú)差拍控制的動(dòng)態(tài)性能差。

本文主要分析單相全橋逆變電路的控制策略。對(duì)傳統(tǒng)雙極性調(diào)制方式、前快后慢單極性調(diào)制方式、上慢下快單極性調(diào)制方式以及半周期工頻半周期高頻調(diào)制方式的結(jié)合效率和總諧波失真THD（total harmonic distortion）這2 個(gè)主要參數(shù)進(jìn)行討論分析，比較4 種調(diào)制方式的特性以及優(yōu)缺點(diǎn)，指出各自的適用場(chǎng)合，并根據(jù)新型電力電子器件的發(fā)展，探索逆變器調(diào)制方案的發(fā)展趨勢(shì)。

1 控制策略

單相逆變器的4 種控制方式分別為：傳統(tǒng)雙極性調(diào)制（調(diào)制方式1）、前快后慢單極性調(diào)制（調(diào)制方式2）、上慢下快單極性調(diào)制（調(diào)制方式3）和半周期工頻半周期高頻調(diào)制（調(diào)制方式4）。前2 種為傳統(tǒng)逆變器控制方式，后2 種為改進(jìn)型逆變器控制方式。為方便介紹，4 種調(diào)制方式的脈沖時(shí)序如圖1 所示。

圖1 4 種調(diào)制方式的脈沖時(shí)序Fig.1 Pulse sequence in four modulation modes

（1）調(diào)制方式1。調(diào)制方式1 的4 個(gè)功率開(kāi)關(guān)管在整個(gè)周期均工作在高頻SPWM 方式，雙極性控制。這種調(diào)制方式輸出電壓諧波含量少，THD 值低，輸出電壓過(guò)零點(diǎn)處不存在失真問(wèn)題，但是由于每個(gè)周期內(nèi)每個(gè)開(kāi)關(guān)管均處于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，且是硬開(kāi)關(guān)特性，隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高，開(kāi)關(guān)損耗也相應(yīng)增加，效率相對(duì)其他調(diào)制方式不高。因此調(diào)制方式1適用于功率不大但對(duì)THD 值要求嚴(yán)格的場(chǎng)合。

（2）調(diào)制方式2。調(diào)制方式2 與調(diào)制方式1 相比，減少了開(kāi)關(guān)損耗，很大程度上提高了效率。將逆變橋分為前橋臂和后橋臂，讓前橋臂工作于高頻SPWM，后橋臂工作于工頻50 Hz 調(diào)制，形成一種前快后慢的調(diào)制方式。采用單極性控制，控制方式簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)次數(shù)少、效率高，但會(huì)有過(guò)零點(diǎn)失真的問(wèn)題，需要抑制過(guò)零點(diǎn)振蕩。具體脈沖時(shí)序見(jiàn)圖1（b）。

（3）調(diào)制方式3。隨著電力電子裝置的高速發(fā)展，現(xiàn)代電力電子裝置的效率、功率密度以及電能質(zhì)量都有了質(zhì)的飛躍，同時(shí)第三代寬禁帶功率半導(dǎo)體GaN 的問(wèn)世，也使得開(kāi)關(guān)頻率再上一個(gè)臺(tái)階[6]。但是，開(kāi)關(guān)頻率逐步提高的同時(shí)所帶來(lái)的電磁干擾問(wèn)題，同樣不可忽視。產(chǎn)生電磁干擾主要有兩方面的因素：一方面是功率開(kāi)關(guān)管的高速導(dǎo)通和關(guān)斷；另一方面主要是共模漏電流。在功率開(kāi)關(guān)管高速導(dǎo)通和關(guān)斷的同時(shí)，相應(yīng)的電流和電壓會(huì)產(chǎn)生一個(gè)瞬時(shí)的突變，即di/dt 和du/dt 很大，從而形成強(qiáng)烈的電磁干擾。當(dāng)di/dt 很大時(shí)，存在于驅(qū)動(dòng)電路以及主電路的雜散電感瞬時(shí)感應(yīng)一個(gè)幅值很高的激勵(lì)電壓，這個(gè)電壓將對(duì)電路周?chē)目臻g輻射電磁場(chǎng)，形成強(qiáng)烈的電磁干擾。同理，當(dāng)du/dt 很大時(shí)，存在于驅(qū)動(dòng)電路以及主電路的雜散電容瞬時(shí)感應(yīng)一個(gè)幅值很高的激勵(lì)電流，這個(gè)電流將改變電路原有的磁場(chǎng)分布，形成強(qiáng)烈的電磁干擾。同時(shí)，隨著電力電子裝置不斷高頻化，所帶來(lái)的傳導(dǎo)、輻射電磁干擾也不斷增強(qiáng)。為了減少單相全橋逆變電源的輸入電磁干擾，可以減小與高壓母線所連接的功率開(kāi)關(guān)管的di/dt 和du/dt，簡(jiǎn)言之，就是減少其在一個(gè)周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)次數(shù)。

從產(chǎn)生電磁干擾的另一個(gè)因素分析，非隔離光伏并網(wǎng)逆變器由于不含變壓器，體積小、成本低且轉(zhuǎn)換效率高，因此得到廣泛應(yīng)用。但是，光伏電池板與電網(wǎng)之間不隔離，會(huì)產(chǎn)生共模漏電流的問(wèn)題。在沒(méi)有電氣隔離的情況下，光伏陣列與大地之間的寄生電容（一般可達(dá)nF～mF）與濾波組件和電網(wǎng)阻抗組成共模諧振電路，如圖2 所示。

圖2 非隔離型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中的寄生電容和共模電流Fig.2 Parasitic capacitance and common-mode current in non-isolated photovoltaic grid-connected system

當(dāng)逆變器工作時(shí)，開(kāi)關(guān)管高頻開(kāi)關(guān)動(dòng)作使寄生電容兩端的共模電壓處于高頻充放電，形成共模漏電流。較大的共模漏電流使并網(wǎng)電流發(fā)生畸變，增加電網(wǎng)諧波分量，污染電網(wǎng)，不滿足清潔能源的要求，同時(shí)還將引起嚴(yán)重的電磁干擾，增加能量損耗，甚至威脅到設(shè)備維護(hù)人員的人身安全。

假設(shè)逆變器輸入電壓負(fù)端為N，由共模電壓的定義可知

式中：UCM為共模電壓；UDM為差模電壓；UAN、UBN分別為橋臂中點(diǎn)A 和B 對(duì)N 點(diǎn)的電位差。

由式（1）和式（2）可得

結(jié)合圖1（c）和式（1）可知：在正半周UCM=（UAN＋UBN）/2=（Udc＋0）/2=Udc/2，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)UCM=（UAN＋UBN）/2=（0＋0）/2=0；負(fù)半周亦然，相對(duì)其他單極性控制的H4全橋逆變器，具有更小的共模電流。在此基礎(chǔ)上，同時(shí)兼顧效率和開(kāi)關(guān)管壽命的情況下，本文提出了上慢下快的控制策略。具體控制方式如表1 所示。

由表1 可知，在正半周，VT2和VT3始終關(guān)閉，VT1始終導(dǎo)通，VT4高頻SPWM，在一個(gè)周期內(nèi)具體瞬態(tài)過(guò)程可分2 個(gè)階段（0→t1→t2）。在0→t1階段，VT1和VT4導(dǎo)通，VT2和VT3關(guān)斷，逆變橋臂輸出電壓+Udc；在t1→t2階段，只有VT1導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過(guò)VD3續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0，等效電路和脈沖時(shí)序如圖3 所示。

圖3 調(diào)制方式3 正半周等效電路和脈沖時(shí)序Fig.3 Positive half-cycle equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 3

在負(fù)半周，VT1和VT4一直關(guān)閉，VT3始終導(dǎo)通，VT2高頻SPWM，一個(gè)周期內(nèi)具體瞬態(tài)工作過(guò)程可分為2 個(gè)階段（t3→t4→t5）。在t3→t4階段，VT2和VT3導(dǎo)通，VT1和VT4關(guān)斷，逆變橋臂輸出電壓-Udc[3]；在t4→t5階段，只有VT3導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過(guò)VD1續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0。

取S 作為開(kāi)關(guān)變量。當(dāng)VT1和VT4導(dǎo)通、VT2和VT3關(guān)斷時(shí)，S=1；當(dāng)VT1導(dǎo)通、通過(guò)VD3續(xù)流時(shí)，S=0；當(dāng)VT2和VT3導(dǎo)通、VT1和VT4關(guān)斷時(shí)，S=-1；當(dāng)VT3導(dǎo)通、VD1續(xù)流時(shí)，S=0。開(kāi)關(guān)函數(shù)S 的表達(dá)式[7]為

則逆變橋的輸出電壓可以表示[8]為

調(diào)制方式3 的負(fù)半周等效電路和脈沖時(shí)序如圖4 所示。由驅(qū)動(dòng)脈沖可知，快管在一個(gè)周期內(nèi)只有一半時(shí)間工作在高頻調(diào)制方式；相對(duì)于調(diào)制方式2，開(kāi)關(guān)損耗減少一半，效率也相應(yīng)增大；快管的壽命更長(zhǎng)，整機(jī)可靠性增大[9]。

圖4 調(diào)制方式3 負(fù)半周等效電路和脈沖時(shí)序Fig.4 Negative half-cycle equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 3

（4）調(diào)制方式4。對(duì)于調(diào)制方式3 空載時(shí)，在VT4的第1 個(gè)脈沖導(dǎo)通后，母線電壓直接通過(guò)濾波電感L 給電容C 儲(chǔ)能，此時(shí)電容升高的電壓不高。VT4關(guān)斷后，因?yàn)閂T1一直導(dǎo)通，電容C 上的電壓一直保持到VT4第2 個(gè)脈沖到來(lái)之前。經(jīng)過(guò)幾個(gè)脈沖，電容C 上的電壓很快達(dá)到母線電壓。同理，對(duì)于負(fù)半周，也可以分析得到電容C 一直儲(chǔ)能到負(fù)的母線電壓，因而空載時(shí)，輸出即為方波。

同時(shí)，對(duì)于調(diào)制方式2 和3 的單極性調(diào)制，都存在輸出電壓過(guò)零點(diǎn)失真的問(wèn)題，諧波含量大，其根本問(wèn)題是在采用SPWM 時(shí)，過(guò)零點(diǎn)處占空比會(huì)發(fā)生突變，這個(gè)突變帶來(lái)了輸出電壓在過(guò)零點(diǎn)失真的現(xiàn)象[10]。具體突變過(guò)程如圖5 和圖6 所示。

圖5 調(diào)制方式2 和3 過(guò)零點(diǎn)占空比Fig.5 Duty cycle at zero-crossing point in modulation modes 2 and 3

圖6 調(diào)制方式4 過(guò)零點(diǎn)占空比Fig.6 Duty cycle at zero-crossing point in modulation mode 4

調(diào)制方式2 和3 在過(guò)零點(diǎn)處有2 種突變形式：第1 種是占空比由最窄突變到最寬，第2 種是由最寬突變到最窄。為了抑制在過(guò)零點(diǎn)占空比突變問(wèn)題，同時(shí)保證能實(shí)現(xiàn)逆變過(guò)程和空載輸出正弦波，提出了調(diào)制方式4，即VT4關(guān)斷后，使VT3導(dǎo)通，這樣電容C 在上一個(gè)脈沖儲(chǔ)存的能量有一部分可以返回到電感L，可以使電感L 的電流不斷續(xù)[7]，空載輸出即為正弦波。對(duì)于第1 種占空比突變的情況，使占空比由半周期的高電平變化到占空比最寬；對(duì)于第2 種占空比突變的情況，使占空比由半周期的低電平變化到占空比最窄，這樣能有效抑制占空比突變的問(wèn)題。具體脈沖時(shí)序過(guò)程如圖1（d）所示。

在每個(gè)周期每個(gè)開(kāi)關(guān)管均有一半工作在工頻，另一半工作在高頻SPWM，因此每個(gè)開(kāi)關(guān)管的壽命都一樣，效率也能夠保證。具體也分為正半周期和負(fù)半周期，調(diào)制方式4 的開(kāi)關(guān)周期見(jiàn)表2。

表2 調(diào)制方式4 開(kāi)關(guān)周期Tab.2 Switching periods in modulation mode 4

由表2 可知：在正半周，VT1始終導(dǎo)通，VT2一直關(guān)閉，VT4和VT3高頻SPWM 且互補(bǔ)，在一個(gè)周期內(nèi)具體瞬態(tài)工作過(guò)程可以分為3 個(gè)階段，0→t1→t2→t3，分析如下。

在0→t1階段，VT1和VT4導(dǎo)通，VT2和VT3關(guān)斷，逆變橋臂輸出電壓[11]+Udc；在t1→t2階段，因這個(gè)階段為死區(qū)時(shí)間，只有VT1導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過(guò)VD3續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0；在t2→t3階段，VT1和VT3導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過(guò)VT3續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0，工作等效電路和脈沖時(shí)序如圖7 所示。

圖7 調(diào)制方式4 正半周等效電路和脈沖時(shí)序Fig.7 Positive half cycle-equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 4

在負(fù)半周，VT3始終導(dǎo)通，VT4一直關(guān)閉，VT1和VT2高頻SPWM 且互補(bǔ)，在一個(gè)周期內(nèi)具體瞬態(tài)工作過(guò)程同樣分為3 個(gè)階段t4→t5→t6→t7，分析如下。

在t4→t5階段，VT2和VT3導(dǎo)通，VT1和VT4關(guān)斷，逆變橋臂輸出電壓+Udc；在t5→t6階段，因這個(gè)階段為死區(qū)時(shí)間，只有VT3導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過(guò)VD1續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0；在t6→t7階段，VT1和VT3導(dǎo)通，其余開(kāi)關(guān)管均關(guān)斷，電感電流經(jīng)過(guò)VT1續(xù)流，逆變橋臂輸出電壓為0。工作等效電路和脈沖時(shí)序如圖8 所示。

取S 作為開(kāi)關(guān)變量：當(dāng)VT1和VT4導(dǎo)通，VT2和VT3關(guān)斷時(shí)，S=1；當(dāng)VT1導(dǎo)通，VD3續(xù)流時(shí)，S=0；當(dāng)VT1導(dǎo)通，VT3續(xù)流時(shí)，S=0；當(dāng)VT2和VT3導(dǎo)通，VT1和VT4關(guān)斷時(shí)，S=-1；當(dāng)VT3導(dǎo)通，VD1續(xù)流時(shí)，S=0；當(dāng)VT3導(dǎo)通，VT1續(xù)流時(shí)，S=0。則開(kāi)關(guān)函數(shù)S[12]為

由式（6）可以得到橋臂輸出電壓UAB。

圖8 調(diào)制方式4 負(fù)半周等效電路和脈沖時(shí)序Fig.8 Negative half-cycle equivalent circuit and pulse sequence in modulation mode 4

2 仿真研究

為了更好地驗(yàn)證第1 節(jié)介紹的單相全橋逆變電源調(diào)制方式的可行性，通過(guò)在Matlab/Simulink 平臺(tái)上搭建了單相全橋逆變電源的仿真模型，如圖9所示。仿真參數(shù)設(shè)置如下：直流母線額定電壓為Udc=400 V；逆變器的輸出電壓為U0=200 V AC，頻率f=50 Hz，額定功率P0=2 kW，功率開(kāi)關(guān)管選擇均采用絕緣柵雙極型晶體管IGBT（insulated gate bipolar transistor），開(kāi)關(guān)頻率為fs=20 kHz。

圖9 單相全橋逆變電源的仿真模型Fig.9 Simulation model of single-phase full-bridge inverter power supply

4 種控制方式下的輸出電壓仿真波形及輸出電壓THD 如圖10 和圖11 所示。

由圖10～圖11 可知，4 種控制方式均能夠完成DC/AC 的逆變過(guò)程，并且THD 值也滿足要求，驗(yàn)證了上述4 種調(diào)制方式的可行性。

圖10 調(diào)制方式1～4 輸出電壓仿真波形Fig.10 Simulated output voltages in modulation modes 1～4

圖11 調(diào)制方式1～4 仿真輸出電壓THDFig.11 Simulated output voltage THD in control modes 1～4

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證

為了測(cè)試單相全橋逆變電源在所述4 種調(diào)制方式下的性能，搭建了基于H4結(jié)構(gòu)逆變器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，如圖12 所示。4 個(gè)開(kāi)關(guān)器件均采用IGBT，型號(hào)為IKW75N60T，控制芯片采用DSP（TMS320F280 35）控制，直流輸入額定電壓為Udc=400 V，開(kāi)關(guān)頻率fs=20 kHz，輸出電壓為U0=200 V AC，濾波電感L=1.5 mH，C=4 μF，額定功率為P0=2 kW，采用閉環(huán)控制。圖13 為4 種調(diào)制方式的開(kāi)關(guān)脈沖實(shí)驗(yàn)波形。

圖12 單相全橋逆變電源實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.12 Experimental platform of single-phase fullbridge inverter power supply

圖13 調(diào)制方式1～4 開(kāi)關(guān)脈沖實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Switching pulse experimental waveforms in modulation modes 1～4

根據(jù)4 種開(kāi)關(guān)脈沖調(diào)制方式，在額定負(fù)載功率為2 kW，直流母線電壓Udc=380 V 下，得到4 種調(diào)制方式下[11]逆變器的輸出電壓波形，如圖14 所示。

圖14 調(diào)制方式1～4 輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 Output voltage experiemental waveforms in modulation modes 1～4

其中，Udc為直流母線電壓，U0為逆變輸出電壓，UAB為H 橋橋臂輸出電壓，在4 種調(diào)制方式下均實(shí)現(xiàn)了DC/AC 逆變過(guò)程，與仿真結(jié)果一致[13]。

3.2 性能對(duì)比研究

（1）在不同控制方式下，控制方式對(duì)整機(jī)效率的影響。在相同的開(kāi)關(guān)頻率fs=20 kHz 下調(diào)制，采用不同控制方式，負(fù)載功率PL從0.5～2.5 kW 變化，測(cè)試整機(jī)效率，如圖15 所示。

圖15 調(diào)制方式1～4 下輸出功率的效率曲線Fig.15 Efficiency curve of output power in modulation modes 1～4

控制方式1：全周期內(nèi)4 個(gè)開(kāi)關(guān)管工作在高頻狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗最大?？刂品绞?：全周期內(nèi)4 個(gè)開(kāi)關(guān)管中2 個(gè)工作在高頻狀態(tài)，2 個(gè)工作在工頻狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗較小?？刂品绞?：其中2 個(gè)開(kāi)關(guān)管只有半周期工作在高頻狀態(tài)，剩下半周期工作在工頻狀態(tài)；另外2 個(gè)開(kāi)關(guān)管全周期工作在工頻狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗最小?？刂品绞?：4 個(gè)開(kāi)關(guān)管全周期內(nèi)均為半周期工作在高頻狀態(tài)，半周期工作在工頻狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗較小。

（2）在不同調(diào)制方式下，調(diào)制方式對(duì)輸出電壓THD 值的影響。在相同的開(kāi)關(guān)頻率（fs=20 kHz）下調(diào)制，采用不同調(diào)制方式，接入相同負(fù)載功率，測(cè)試輸出電壓THD 值，實(shí)驗(yàn)對(duì)比數(shù)據(jù)如圖16 所示。

圖16 調(diào)制方式1～4 下THD 對(duì)比Fig.16 THD contrast chart in modulation modes 1～4

（3）在不同的調(diào)制方式下，頻率對(duì)效率的影響。接入相同負(fù)載功率，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率從fs=10 kHz 依次遞增至fs=40 kHz 調(diào)制，采用不同調(diào)制方式，測(cè)試整機(jī)效率，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖17 所示。

圖17 調(diào)制方式1～4 頻率變化時(shí)效率曲線Fig.17 Efficiency curve in modulation modes 1～4 under frequency changes

由圖18 可知，在額定負(fù)載下，相同開(kāi)關(guān)頻率fs=20 kHz 時(shí)，溫度最高的器件為功率開(kāi)關(guān)管IGBT。采用調(diào)制方式1 時(shí)，4 個(gè)功率開(kāi)關(guān)管的溫度相差不大；采用調(diào)制方式2 時(shí)，VT1和VT2較VT3和VT4溫度高；采用調(diào)制方式3 時(shí)，VT2和VT4較VT1和VT3溫度高；采用調(diào)制方式4 時(shí)，主開(kāi)關(guān)管仍然為VT2和VT4，較VT1和VT3溫度高。這4 種調(diào)制方式下每個(gè)開(kāi)關(guān)管呈現(xiàn)的溫度不一樣，這是由于每個(gè)功率開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗不一致所致[14]，與理論分析一致。

圖18 調(diào)制方式1～4 各功率管溫度分布Fig.18 Temperature distribution of power transistors in control modes 1～4

4 結(jié)論

對(duì)傳統(tǒng)雙極性調(diào)制方式、前快后慢單極性調(diào)制方式、上慢下快單極性調(diào)制方式以及半周期工頻半周期高頻調(diào)制方式，結(jié)合效率和總諧波失真這2 個(gè)主要參數(shù)進(jìn)行討論分析，比較了4 種調(diào)制方式的特性以及優(yōu)缺點(diǎn)，得到以下結(jié)論：

（1）調(diào)制方式1（傳統(tǒng)雙極性調(diào)制），輸出電壓諧波含量少，THD 值低，輸出電壓過(guò)零點(diǎn)處不存在失真問(wèn)題，但是由于每個(gè)周期內(nèi)每個(gè)開(kāi)關(guān)管均處于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，且是硬開(kāi)關(guān)特性，隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高，開(kāi)關(guān)損耗也相應(yīng)增加，相對(duì)其他調(diào)制方式效率不高。

（2）調(diào)制方式2（前快后慢調(diào)制）是一種改進(jìn)型單極性調(diào)制方式。調(diào)制方式2 與調(diào)制方式1 相比，減少了開(kāi)關(guān)損耗，很大程度上提高了效率。將逆變橋分為前橋臂和后橋臂，讓前橋臂工作于高頻SPWM，后橋臂工作于工頻50 Hz 調(diào)制，形成一種前快后慢的調(diào)制方式。采用單極性控制，控制方式簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)次數(shù)少、效率高。但單極性控制會(huì)有過(guò)零點(diǎn)失真的問(wèn)題，需要抑制過(guò)零點(diǎn)振蕩。

（3）調(diào)制方式1 和2 都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)，隨著開(kāi)關(guān)頻率的提高，電壓、電流上升率相應(yīng)增加，這2種調(diào)制方式都存在著電磁干擾的影響。在保證效率的前提下，提出調(diào)制方式3（上慢下快單極性調(diào)），可以有效抑制存在于驅(qū)動(dòng)電路和主電路中的雜散電感、電容所帶來(lái)的電磁干擾，效率也有所提高。相比調(diào)制方式1，效率提高了3.1%，但由于調(diào)制方式3仍然為非改進(jìn)型的單極性調(diào)制，輸出電壓過(guò)零點(diǎn)失真的現(xiàn)象仍然存在，與其他調(diào)制方式相比，THD 值較高，并且還帶來(lái)了新的空載方波問(wèn)題。

（4）調(diào)制方式4（半周期工頻半周期高頻調(diào)制）成功解決了空載方波問(wèn)題，還可以抑制過(guò)零點(diǎn)失真問(wèn)題。調(diào)制方式4 在過(guò)零點(diǎn)處SPWM 不突變，降低功率開(kāi)關(guān)器件的應(yīng)力，有效提高整機(jī)壽命和可靠性，但相對(duì)調(diào)制方式2 和3，效率較低。