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        SiC MOSFET 模塊結(jié)溫監(jiān)測研究

        2021-06-05 09:14:02李凌云何芹芹黃德雷
        電源學(xué)報(bào) 2021年3期
        關(guān)鍵詞:實(shí)驗(yàn)

        李凌云,何芹芹,黃德雷

        (1.江蘇省宿遷經(jīng)貿(mào)高等職業(yè)技術(shù)學(xué)校,宿遷 223600;2.江蘇科技大學(xué)電子信息學(xué)院,鎮(zhèn)江 212003;3.中國礦業(yè)大學(xué)電氣與動(dòng)力工程學(xué)院,徐州 221116)

        近年來,碳化硅SiC(silicon carbide)功率器件以其優(yōu)異的材料特性受到電力電子行業(yè)的廣泛關(guān)注。SiC MOSFET 模塊因其低導(dǎo)通電阻和高開關(guān)速率等性能優(yōu)點(diǎn),被認(rèn)為是最有可能取代目前廣泛應(yīng)用的Si IGBT 模塊[1-2],但是由于其生產(chǎn)工藝的不足,特別是柵極氧化層的不穩(wěn)定性,需要良好的狀態(tài)監(jiān)控來保障它的可靠性[3]。有研究表明,電力電子變流器故障中31%可以歸因于功率器件的失效,而60%的器件失效故障是由于熱應(yīng)力引起的,因此在變換器運(yùn)行過程中實(shí)時(shí)獲得結(jié)溫,可以有效地改善SiC MOSFET 的可靠性[4]。

        目前,功率器件結(jié)溫提取的方法主要有熱傳感器法、紅外熱成像法、熱敏感電參數(shù)TSEP(thermosensitive electrical parameter)法和RC 熱阻網(wǎng)絡(luò)法,其中,TSEP 法無需破壞模塊封裝,只需獲取器件本身的電氣參數(shù)就能夠快速地測量結(jié)溫,成為近年來研究的熱點(diǎn)[5-7]。文獻(xiàn)[8]是利用通態(tài)電阻Ron來獲取I GBT 的結(jié)溫,但由于SiC MOSFET 通態(tài)電阻很低(100 mΩ 左右),故需要精密的測量電路;文獻(xiàn)[9-11]提出了利用IGBT 的關(guān)閉延時(shí)測結(jié)溫,但是由于SiC MOSFET 優(yōu)良的特性,它的關(guān)閉時(shí)間只有幾百納秒,故測量關(guān)閉延遲時(shí)間需要更精密的器件;文獻(xiàn)[12-13]提出了基于SiC MOSFET 柵極電流峰值來測量結(jié)溫,主要是根據(jù)模塊柵極內(nèi)部電阻RGint的正溫度系數(shù),但其測量電路過于復(fù)雜,在開關(guān)頻率高時(shí)容易產(chǎn)生誤差;文獻(xiàn)[14-15] 研究了基于SiC MOSFET 開通漏極電流dIds/dt 測結(jié)溫的方法,由于利用大的漏極電流,容易受到自熱的影響。

        基于SiC MOSFET 的開關(guān)特性,本文提出了一種利用準(zhǔn)閾值電壓提取結(jié)溫的方法。首先從理論上分析出閾值電壓VTH具有負(fù)的溫度系數(shù);其次搭建了可加熱式雙脈沖實(shí)驗(yàn)平臺,驗(yàn)證了理論分析;隨后實(shí)驗(yàn)分析了外部驅(qū)動(dòng)電阻RGext對VTH的影響;最后結(jié)合復(fù)雜可編程邏輯器件CPLD(complex programmable logic device)智能驅(qū)動(dòng)器,提出了獲取準(zhǔn)閾值電壓的方法,并用實(shí)驗(yàn)證實(shí)了該方法的可行性。

        1 閾值電壓的溫度敏感性

        SiC MOSFET 的元胞結(jié)構(gòu)如圖1 所示。從圖中可以看出寄生參數(shù)柵源極電容CGS、柵漏極電容CGD(CGD=COX+Cdep,其中COX為氧化層電容,Cdep為耗盡層電容)、漏源極電容CDS以及與溫度相關(guān)的柵極電阻Rint(T)的主要分布情況。驅(qū)動(dòng)電源VGG通過外部柵極電阻RGext向輸入電容CISS(其中CISS=CGS+CGD)充電,因此RGext、RGint和CISS形成了驅(qū)動(dòng)電壓VGG的RC 電路。

        圖1 SiC MOSFET 元胞結(jié)構(gòu)Fig.1 Cell structure of SiC MOSFET

        圖2 為柵極電壓VGS的開通波形。t0時(shí)刻,主控系統(tǒng)給開通信號,驅(qū)動(dòng)電壓VG=VGon,柵極電流IG迅速增加到最大值后逐漸減少,同時(shí)柵極電壓VGS開始增加并在柵極氧化層和P 基區(qū)之間形成反型層溝道。在t1時(shí)刻反型層溝道形成,柵極電壓VGS達(dá)到閾值電壓VTH,此時(shí)漏極開始導(dǎo)通電流。則柵極電壓達(dá)到閾值電壓的時(shí)間為

        其中,RG=Rint+RGext。由文獻(xiàn)[16]可得閾值電壓VTH為

        式中:VFB為平帶電壓,與氧化層和半導(dǎo)體接口電荷和柵極材料有關(guān);ξSiC為半導(dǎo)體的介電常數(shù);NA為摻雜濃度;以上參數(shù)與溫度無關(guān);κ 為玻爾茲曼常數(shù);T為熱力學(xué)溫度;ni為本征載流子濃度;ΨB為半導(dǎo)體內(nèi)本征費(fèi)米能級與費(fèi)米能級之間的電勢差,表示為

        式中,q 為電荷常數(shù)。由式(3)可知,ΨB與半導(dǎo)體的摻雜濃度和溫度均有關(guān)。

        圖2 柵極電壓VGS 開通波形模擬Fig.2 Simulation of turn-on waveforms of gate voltage VGS

        隨著溫度的升高,本征載流子濃度ni會快速增加,從而抑制了由溫度增加對κT 造成的影響。同時(shí),溫度升高導(dǎo)致費(fèi)米能級接近中間帶隙,所以費(fèi)米能級電勢差ΨB隨溫度增加而減少,具有負(fù)的溫度系數(shù)。式(2)對溫度進(jìn)行求導(dǎo)可得

        從式(4)中可知,VTH的溫度系數(shù)只與ΨB有關(guān),所以VTH隨溫度的增加而減少,具有負(fù)的溫度系數(shù)。另外,由式(1)可知,VGS到達(dá)閾值電壓的時(shí)間tTH隨著溫度的增加而減少,因此SiC MOSFET 在高溫下具有更高的開關(guān)速度。

        2 實(shí)驗(yàn)與分析

        2.1 VTH 與結(jié)溫的關(guān)系

        為了驗(yàn)證VTH與結(jié)溫的關(guān)系,本文采用ROHM公司的1.2 kV/180 A SiC MOSFET 模塊BSM180C 12P2E202 搭建了雙脈沖實(shí)驗(yàn)平臺,如圖3 所示。實(shí)驗(yàn)電路如圖4 所示,該模塊由2 個(gè)SiC MOSFET 開關(guān)管串聯(lián),其中一個(gè)開關(guān)管作為測試器件,另一個(gè)作為續(xù)流二極管D1(柵極施加負(fù)電壓使其處于關(guān)閉狀態(tài)),該模塊還帶有輔助源極S',它和源極S 之間存在寄生電感LS。實(shí)驗(yàn)中使用高壓差分探頭測量母線電壓,使用羅氏線圈測量漏極電流并顯示在示波器上,把SiC MOSFET 模塊放置在可調(diào)加熱板并在基板上涂上導(dǎo)熱硅脂,由于模塊基板緊貼在加熱板上,每次調(diào)整溫度時(shí)都需要放置很長時(shí)間,所以芯片的結(jié)溫TJ可以近似等于加熱板的溫度。

        圖3 雙脈沖實(shí)驗(yàn)平臺Fig.3 Double pulses experimental platform

        圖4 電路中母線電壓為350 V,負(fù)載電感為100 μH,外部驅(qū)動(dòng)電阻RGext為10 Ω,驅(qū)動(dòng)電源電壓VGGON=20 V,負(fù)載電流為100 A,對SiC MOSFET分別在50 ℃、100 ℃和150 ℃溫度下進(jìn)行雙脈沖實(shí)驗(yàn),得到柵極電壓VGS的波形,如圖5 所示。由式(1)可知,到達(dá)閾值電壓的時(shí)間tTH與結(jié)溫有關(guān),為了便于觀察,選擇的測量點(diǎn)為50 ℃漏極電流IDS開始導(dǎo)通小電流的時(shí)間點(diǎn)。從圖5 中可知,50 ℃時(shí)VGS=2.6 V,100 ℃時(shí)VGS=2 V,150 ℃時(shí)VGS=1.5 V,隨著溫度的升高閾值電壓VTH變低,具有負(fù)的溫度系數(shù),它與結(jié)溫接近于線性關(guān)系,分辨率約為-10 mV/℃,與前述理論分析相吻合,VTH發(fā)生在開通的臨界點(diǎn)(此時(shí)沒有大電流流過),因此它作為熱敏感電參數(shù)受自熱的影響較少。

        圖4 實(shí)驗(yàn)電路Fig.4 Experimental circuit

        圖5 不同溫度下的VGS 波形Fig.5 Waveforms of VGS at different temperatures

        2.2 RGext 對VTH 的影響

        如果把VTH作為TSEP,需要研究其他參數(shù)對它的影響。由于VTH的測量點(diǎn)是在漏極電流導(dǎo)通的臨界點(diǎn)上,因此可以排除漏極電流的影響;到達(dá)閾值電壓的過程發(fā)生在SiC MOSFET 開通的t0~t1階段,此時(shí)柵極電流主要向CGS充電,因此可以排除母線電壓的影響(母線電壓主要影響柵漏極電容CGD);另外對于同一型號的SiC MOSFET,驅(qū)動(dòng)板的驅(qū)動(dòng)電源VGG往往是固定的,因此可以去除VGG的影響。與硅MOSFET 和IGBT 一樣,外部驅(qū)動(dòng)電阻RGext也會影響SiC MOSFET 的開關(guān)速度,為了觀察RGext對VTH的影響,調(diào)整加熱板溫度為100 ℃,等待較長時(shí)間后,使結(jié)溫等于設(shè)定溫度,負(fù)載電流為100 A,在RGext分別為1.5 Ω、6.2 Ω 和10.0 Ω 下進(jìn)行雙脈沖實(shí)驗(yàn)。柵極電壓VGS的波形如圖(6)所示。從圖中可知,隨著RGext的增大,柵極電壓上升到驅(qū)動(dòng)電壓VGGON的時(shí)間變長,VTH測量點(diǎn)的時(shí)間也變長(測量點(diǎn)是漏極電流IDS開始導(dǎo)通的時(shí)間點(diǎn)),這是因?yàn)镽Gext的增加,導(dǎo)致VGG的RC 電路時(shí)間常數(shù)變大。另外,從圖中可知,驅(qū)動(dòng)電阻太小,VGS的振蕩變大,不利于閾值電壓的測量。對于同一個(gè)SiC MOSFET 驅(qū)動(dòng)模塊,RGext往往是固定的,為了消除該電阻對VTH的影響,需要選用精度高和溫漂小的電阻,同時(shí)阻值不宜過小。綜上所述,相對于其他TSEP 測結(jié)溫,閾值電壓VTH僅受到低壓側(cè)柵極電路(RGext)的影響,這有利于應(yīng)用到不同工況下時(shí)不需要校正參數(shù)。

        圖6 不同電阻下的VGS 波形Fig.6 Waveforms of VGS under different resistances

        3 基于準(zhǔn)閾值電壓獲取結(jié)溫的方法

        基于VTH在線結(jié)溫檢測的主要挑戰(zhàn)在于開通瞬態(tài)時(shí)對VGS的采樣,由于VGS具有非常快的上升時(shí)間,因此需要快速獲取該值。由于閾值電壓是漏極電流導(dǎo)通的最小柵極電壓,直接去測量時(shí)間點(diǎn)時(shí)不好把握,因此本文提出一種準(zhǔn)閾值電壓測量方法,由圖(3)可知,SiC MOSFET 的輔助開爾文源極S'和源極S 之間存在寄生電感LS,當(dāng)SiC MOSFET開始導(dǎo)通漏極電流時(shí)會在LS上產(chǎn)生感應(yīng)電壓VS'S=LS(diDS/dt),該電壓可作為VGS采樣的觸發(fā)條件。由于模擬器件獲取數(shù)據(jù)是有延遲的,此時(shí)獲取的VGS不是真正的閾值電壓,故稱為準(zhǔn)閾值電壓VTH-pre。把該方法融入到驅(qū)動(dòng)模塊里,結(jié)合基于CPLD 的柵極智能驅(qū)動(dòng)器,其測量電路如圖7 所示。由圖中可知,在SiC MOSFET的開通瞬態(tài),當(dāng)VS’S大于參考值Vref時(shí)觸發(fā)比較器,比較器信號T0傳輸?shù)紺PLD,CPLD 此時(shí)獲取ADC 采樣芯片采集的VGS,再通過查表運(yùn)算(實(shí)驗(yàn)前,需把校正好的結(jié)溫與VTH-pre的線性關(guān)系存儲到CPLD 里)實(shí)時(shí)獲取結(jié)溫。

        圖7 基于VTH 的結(jié)溫提取電路Fig.7 Junction temperature extraction circuit based on VTH

        圖8 為在結(jié)溫100 ℃、RGext=10 Ω 時(shí),SiC MOSFET 開通瞬態(tài)的柵極電壓VGS、漏極電壓VDS、漏極電流IDS和觸發(fā)信號T0波形。從圖中可見,當(dāng)IDS開始增加時(shí),觸發(fā)比較器,給CPLD 一個(gè)高電平信號,此時(shí)CPLD 獲取由模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC(analog-digital converter)提供的VGS。為了減少時(shí)間延遲,實(shí)驗(yàn)所用比較器為高速高精度比較器,ADC 采集模塊為12位模數(shù)轉(zhuǎn)換器。

        圖8 提取電路中各參數(shù)波形Fig.8 Waveforms of each parameter in the extraction circuit

        為了進(jìn)一步驗(yàn)證該方法提取結(jié)溫的可行性,在不同溫度下對SiC MOSFET 進(jìn)行雙脈沖實(shí)驗(yàn),表1顯示了測量電路提取的溫度與加熱板的溫度。從表中可知準(zhǔn)閾值電壓與結(jié)溫的分辨率約為-9.2 mV/℃,最大測量誤差不超過5 ℃,誤差產(chǎn)生的原因主要是因?yàn)楸容^器觸發(fā)有一定延遲,為了提高準(zhǔn)確率可選用精度更高的比較器,同時(shí)對延遲進(jìn)行數(shù)據(jù)補(bǔ)償。

        表1 測量電路提取溫度與結(jié)溫對比Tab.1 Comparison between temperature extracted by the measurement circuit and junction temperature comparison

        對于不帶輔助源極的小電流SiC MOSFET 模塊,觸發(fā)條件可以采用CPLD 內(nèi)部計(jì)數(shù)來代替比較器,CPLD 獲取開通指令后延遲固定時(shí)間tx。tx可以通過多次離線實(shí)驗(yàn)由示波器獲取,由式(1)可知,RGext影響開通瞬態(tài)時(shí)VGS到達(dá)閾值電壓的時(shí)間,因此這種方法需選用精度高、溫漂小的RGext。以上顯示了基于準(zhǔn)閾值電壓測SiC MOSFET 結(jié)溫方法是可行性。

        4 結(jié)語

        SiC MOSFET 開通瞬態(tài)的閾值電壓隨著溫度的增加而減少,與溫度有良好的線性關(guān)系,由于閾值電壓是在SiC MOSFET 漏極電流IDS導(dǎo)通的臨界點(diǎn)時(shí)測量的,因此受到負(fù)載電流變化、導(dǎo)通后噪聲干擾和自熱的影響較少,可以作為優(yōu)秀的熱敏感電參數(shù)來測量結(jié)溫。實(shí)際應(yīng)用時(shí),該方法很容易融入到柵極智能驅(qū)動(dòng)模塊里,利用開通時(shí)寄生電感LS的感應(yīng)電壓或CPLD 內(nèi)部計(jì)數(shù)延遲作為測量準(zhǔn)閾值電壓的觸發(fā)條件,實(shí)驗(yàn)證實(shí)了該方法的可行性,具有一定的工程應(yīng)用價(jià)值。未來著重于校正準(zhǔn)閾值電壓與結(jié)溫的線性關(guān)系,去除雙脈沖實(shí)驗(yàn)自熱的影響,提高結(jié)溫提取的準(zhǔn)確率。

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