管興勇，李 敬，沈海兵

（杭州老板電器股份有限公司電控部，杭州 311000）

電磁感應(yīng)加熱在工業(yè)、商業(yè)、民用領(lǐng)域都已成為一種主流技術(shù)，根據(jù)電路拓?fù)浜拓?fù)載結(jié)構(gòu)，其逆變系統(tǒng)可分為：全橋并聯(lián)逆變[1]、全橋串聯(lián)逆變[2]、半橋串聯(lián)逆變[3]和單管并聯(lián)逆變[4]。其中，單管并聯(lián)逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)感應(yīng)加熱系統(tǒng)只有一個IGBT，而IGBT 驅(qū)動無需隔離，電路簡單，整機(jī)成本低，維護(hù)簡單。該電路已普遍應(yīng)用于商用和家用產(chǎn)品，如電磁灶、IH 飯煲等，單管逆變系統(tǒng)已廣泛應(yīng)用在功率小于8 kW 的中小功率工業(yè)熱處理、炒茶機(jī)等工業(yè)領(lǐng)域。

1 單管并聯(lián)逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)感應(yīng)加熱系統(tǒng)準(zhǔn)諧振電路

單管逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)感應(yīng)加熱系統(tǒng)準(zhǔn)諧振系統(tǒng)回路的等效電路如圖1 所示。

圖1 準(zhǔn)諧振回路等效電路Fig.1 Equivalent circuit of quasi-resonant loop

理想條件下工作波形如圖2 所示。工作過程可以分為如圖3 所示的4 個狀態(tài)：t0～t1時段，IGBT 導(dǎo)通，系統(tǒng)從電源吸收能量，線盤電感L 儲能階段；t1～t2時段，LC 諧振狀態(tài)，包含正向和反向振蕩2 種狀態(tài)（t1～t1a時段和t1a～t2時段）；t2～t3時段，線盤電感L向直流端udc回饋能量階段。

圖2 理想條件工作波形Fig.2 Working waveforms in ideal condition

圖3 各階段電流走向Fig.3 Direction of current at every stage

（1）t0～t1時段：電源向系統(tǒng)輸出能量，電感L 儲能[5]階段：電流經(jīng)L、R 支路，流過IGBT 的電流is與流過L 的電流iL相等，iL按照指數(shù)規(guī)律單調(diào)增加。在iL流過R 的過程中形成了功率輸出，流過線盤電感L 的過程中儲存了能量。到達(dá)t1時刻時，IGBT關(guān)斷，iL達(dá)到最大值。

（2）t1～t2時段：LC 諧振[6]階段，MCU 控制IGBT關(guān)斷之后，uC和iL呈現(xiàn)衰減的正弦振蕩，部分能量在振蕩過程中消耗在電阻R 上，即被加熱金屬產(chǎn)生渦流，吸收能量被加熱。在t1a時刻，iL=0，L 儲存的能量釋放完畢，uC達(dá)到最大值，IGBT 上的電壓uCe也達(dá)到最大值。從t1a時刻起開始反向振蕩，直至t2時刻。

經(jīng)實際測試，在正常工作情況（負(fù)載正常，電網(wǎng)電壓正常），最大功率工作模式，IGBT 上電壓uCe會達(dá)到輸入電壓的3.5 倍左右，即1 100 V～1 200 V。

（3）t2～t3時段：線盤電感L 向直流端udc回饋能量，處于放電階段。當(dāng)達(dá)到t2時刻，IGBT 集射極電壓達(dá)到0 V，便開始進(jìn)入回饋能量階段，線盤電感L中的剩余能量，一部分消耗在R 上，一部分通過阻尼二極管續(xù)流返回電源；在t3時刻，iL=0，儲存在線盤電感L 中的能量釋放完畢，二極管自然阻斷。此時，MCU 已經(jīng)提前觸發(fā)IGBT，IGBT 為零電壓開通，即實現(xiàn)了ZVS 軟開通[7]，在電源udc的激勵下，重復(fù)t0～t1時段的過程。

2 單管并聯(lián)逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)感應(yīng)加熱系統(tǒng)IGBT 失效模式及現(xiàn)有保護(hù)方案

2.1 單管并聯(lián)逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)感應(yīng)加熱系統(tǒng)IGBT主要失效模式[8-9]

系統(tǒng)工作在大功率準(zhǔn)諧振模式時，在電網(wǎng)因異常情況發(fā)生波動如電路容性負(fù)載的瞬間接入和斷開，大功率感性負(fù)載如載重機(jī)啟動等，電路各處波形如圖4 所示。

圖4 大功率工作模式電路波形Fig.4 Circuit waveforms in high-power working mode

當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生容性負(fù)載瞬間接入和斷開的情況下，逆變輸入側(cè)電壓udc首先下降，然后上升。在上升階段，若系統(tǒng)中MCU 控制單元沒有檢測到保護(hù)信號，IGBT 驅(qū)動uge會維持之前的開通時間，這時由于輸入電壓上升，相同的IGBT 開通時間內(nèi)IGBT電流上升，從而導(dǎo)致關(guān)斷時IGBT 極電壓uCe上升。

IGBT 關(guān)斷后，電感開始釋放能量。若正常工作時，IGBT 承受的峰值電壓uCe為1 100 V（緩慢變化的電壓條件下，反壓限制電路可將反壓控制在1 200 V 以內(nèi)），則當(dāng)輸入電壓uCe升高時，在IGBT 導(dǎo)通寬度不變的情況下，IGBT 承受的峰值電壓uCe可達(dá)1 600 V 以上。對于Infineon H20R1353 型號的IGBT，其承受的峰值電壓在1 500～1 550 V 左右，這時IGBT 會因為電壓過高而直接擊穿，IGBT 集躲極擊穿波形圖5 所示。

圖5 IGBT 集射極擊穿波形Fig.5 IGBT collector emitter breakdown waveform

綜上所述，在IGBT 開通階段，因電網(wǎng)突變，若MCU 控制單元未檢測到保護(hù)信號而依然維持原來的振蕩，即IGBT 開通時間保持不變，在輸入電壓變化的下一個振蕩周期，流過IGBT 電流增大并不會損壞IGBT，但此時振蕩產(chǎn)生的高電壓會使IGBT 因電壓擊穿而損壞，所以電壓擊穿損壞是IGBT 損壞的一個重要原因。

2.2 現(xiàn)有浪涌保護(hù)系統(tǒng)

現(xiàn)有電壓浪涌保護(hù)電路是通過監(jiān)測電網(wǎng)電壓的變化，可較為靈敏地捕獲電壓浪涌信號，但在特殊電網(wǎng)條件下（如大型工業(yè)區(qū)、存在很多機(jī)械設(shè)備，這些設(shè)備啟動電流非常大，且是感性負(fù)載，容易對電網(wǎng)產(chǎn)生干擾）非常容易誤觸發(fā)，造成系統(tǒng)的頻繁保護(hù)，產(chǎn)生間歇加熱現(xiàn)象而無法正常工作。電壓浪涌電路原理如圖6 所示。

圖6 電壓浪涌保護(hù)電路Fig.6 Voltage surge protection circuit

在正常狀態(tài)下，由于電網(wǎng)電壓是變化相對緩慢的變量，電容C1可以等效為開路，在理想正弦波工頻電壓條件下，保護(hù)系統(tǒng)不會動作。但如果電網(wǎng)電壓發(fā)生突變（假設(shè)上升時間為0），假設(shè)突變量為Δudc，該突變的電壓會通過電容C1直接耦合至V1點，V1點電壓u1瞬間上升，超過MCU 內(nèi)部比較器基準(zhǔn)Vref，MCU 進(jìn)入中斷處理，停止IGBT 驅(qū)動輸出，暫時停機(jī)保護(hù)系統(tǒng)，待浪涌信號消失后再延遲啟動。保護(hù)系統(tǒng)能實施監(jiān)測電網(wǎng)變化，產(chǎn)生停機(jī)保護(hù)。

但電壓浪涌保護(hù)系統(tǒng)也存在缺點，即對電網(wǎng)干擾非常敏感，即使是2 μF 的電容沖擊，都會使系統(tǒng)產(chǎn)生頻繁的誤觸發(fā)而發(fā)生間歇加熱現(xiàn)象。2 μF 電容沖擊模型是模擬電網(wǎng)正常干擾時波形，這種情況是經(jīng)常發(fā)生的，若這種狀態(tài)下，系統(tǒng)也經(jīng)常產(chǎn)生保護(hù)，在有些地區(qū)，設(shè)備就會經(jīng)常間歇加熱而影響到用戶體驗。

綜上所述，電壓浪涌保護(hù)系統(tǒng)是實時監(jiān)測電網(wǎng)電壓變化[10]，能及時對突變產(chǎn)生反應(yīng)，在電網(wǎng)發(fā)生浪涌、大容量容性負(fù)載沖擊等危險情況下能及時做出保護(hù)。但在正常的電網(wǎng)干擾情況下（如2 μF 電容負(fù)載沖擊），電壓浪涌保護(hù)電路也會頻繁動作，進(jìn)而停機(jī)保護(hù)，產(chǎn)生間歇加熱現(xiàn)象。

3 IGBT 過電壓保護(hù)方案設(shè)計

3.1 階梯式兩級保護(hù)方案原理

由第2.2 節(jié)現(xiàn)有浪涌保護(hù)方案分析，在單管并聯(lián)逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)逆變系統(tǒng)中，電壓浪涌保護(hù)方案監(jiān)測電壓波形，電網(wǎng)出現(xiàn)干擾時，實現(xiàn)停機(jī)保護(hù)，但此方案很難在可靠性和體驗上達(dá)到平衡。

現(xiàn)對方案原理進(jìn)行框架設(shè)計，依然采用電壓浪涌保護(hù)方案為原理基礎(chǔ)，但可針對不同電壓變化信號，進(jìn)行階梯性的保護(hù)措施[5]：即對電壓變動幅度比較小的電壓突變信號，采用減小IGBT 開通脈沖寬度方法，實現(xiàn)不停機(jī)保護(hù)；而對電壓突變幅度比較大的信號，采用暫時關(guān)斷IGBT，實現(xiàn)暫時停機(jī)保護(hù)。

分級保護(hù)電路根據(jù)電壓突變信號幅度及變化率，針對危害較小的干擾信號（如5 μF 以下電容沖擊），采取瞬時降低功率措施；而對于危害較大的浪涌干擾，則采取暫時停機(jī)保護(hù)的措施。此方案一方面可以避免因電網(wǎng)正常干擾時保護(hù)電路頻繁動作而導(dǎo)致間歇加熱問題，另一方面對于危害較大的浪涌可實現(xiàn)可靠保護(hù)。

3.2 階梯式兩級IGBT 保護(hù)方案軟硬件設(shè)計及系統(tǒng)調(diào)試驗證

兩級保護(hù)方案硬件電路原理如圖7 所示。圖7中，MCU 內(nèi)部集成2 路比較器，其參考電壓Vref1設(shè)置為3.5 V，參考電壓Vref2設(shè)置為1 V。

圖7 兩級保護(hù)方案硬件電路原理Fig.7 Schematic of hardware circuit under two-stage protection scheme

對于靜態(tài)信號udc，C1可看作開路；對于快速變化的信號Δudc，則C1可看作短路，則V1點電壓u1為

根據(jù)式（1）電網(wǎng)電壓為正常狀態(tài)220 V 時，udc最大為311 V，u1點最大電壓為2.3 V，未達(dá)到第1保護(hù)級的保護(hù)點電壓；當(dāng)電網(wǎng)電壓為280 V 時，u2最大電壓為2.93 V，也未達(dá)到第1 保護(hù)級的保護(hù)點電壓。同理，則V2點電壓u2為

根據(jù)式（2）電網(wǎng)電壓為220 V 正常狀態(tài)時，u2最大為0.43 V，未達(dá)到第2 保護(hù)級的保護(hù)點電壓；當(dāng)電網(wǎng)電壓為280 V 時，u2最大電壓為0.55 V，離保護(hù)值也比較遠(yuǎn)。

假設(shè)靜態(tài)電壓不發(fā)生突變，要使第1 比較器動作，udc電壓應(yīng)達(dá)到472 V；要使第2 比較器動作，udc電壓應(yīng)達(dá)到715.3 V，所以在邏輯上，第1 比較器要比第2 比較器先動作。

在正常情況下，保護(hù)電路不會動作。在電網(wǎng)電壓發(fā)生突變的時候，保護(hù)系統(tǒng)工作流程為：第1 保護(hù)級監(jiān)測V1點輸入電壓，當(dāng)V1點電壓超過第1 比較器Vref1基準(zhǔn)值時，第1 比較器翻轉(zhuǎn)，MCU 控制單元監(jiān)測到翻轉(zhuǎn)信號，MCU 進(jìn)入中斷，將IGBT 開通時間縮短，并維持20 ms 小功率加熱，如在此期間未檢測到中斷信號，IGBT 輸出脈沖逐漸增加至正常值，開始正常加熱。從宏觀上看，20 ms 小功率加熱對總體功率不會產(chǎn)生太大影響。第2 保護(hù)級監(jiān)測V2點輸入電壓，當(dāng)V2點電壓超過第2 比較器Vref2基準(zhǔn)值時，第2 比較器翻轉(zhuǎn)，MCU 控制單元監(jiān)測到翻轉(zhuǎn)信號，MCU 進(jìn)入中斷，暫時關(guān)斷IGBT 驅(qū)動，停止功率輸出，3 s 后，若未監(jiān)測到中斷信號，重新開機(jī)，步入正常加熱狀態(tài)。

4 試驗測試

4.1 雷擊浪涌測試結(jié)果

浪涌發(fā)生時IGBT 集射極電壓波形如圖8 所示。圖8 中浪涌電壓為1 200 V，且浪涌發(fā)生在最不利狀態(tài)情況下，IGBT 集射極電壓低于1.45 kV。

圖8 1 200 V IGBT 導(dǎo)通階段加入電壓浪涌Fig.8 Voltage surge occurring at 1 200 V IGBT conduction stage

浪涌沖擊電壓為250～1 200 V，浪涌情況下IGBT 集射極峰值電壓見表1，其中1#～8#分別表示共進(jìn)行8 次浪涌測試時IGBT 極峰值電壓。當(dāng)浪涌發(fā)生時，浪涌電壓超過350 V，使第2 比較器發(fā)生動作，從而暫時停機(jī)保護(hù)；浪涌電壓低于350 V，僅第1 比較器動作，實現(xiàn)不停機(jī)保護(hù)。從表1 可以看出，兩級階梯式電壓保護(hù)系統(tǒng)，對于雷擊浪涌，可將IGBT 極電壓控制在1.45 kV 以內(nèi)，實現(xiàn)可靠保護(hù)。

表1 250～1 200 V 浪涌測試結(jié)果Tab.1 250～1 200 V surge test result

4.2 電容沖擊測試總結(jié)果

對于電容沖擊，沖擊電容在5 μF 以內(nèi)，相對不靈敏的第2 比較器，基本不會發(fā)生動作；而較為靈敏的第1 比較器實現(xiàn)翻轉(zhuǎn)，觸發(fā)MCU 中斷，縮短IGBT 導(dǎo)通寬度，實現(xiàn)不停機(jī)連續(xù)加熱，測試波形如圖9 所示。

圖9 5 μF 以內(nèi)電容沖擊不停機(jī)保護(hù)Fig.9 Non-stop protection against capacitance impact of less than 5 μF

若電容大于10 μF，則在惡劣情況下（如浪涌發(fā)生在交流輸入端的90°、270°相位），則第2 比較器發(fā)生翻轉(zhuǎn)實現(xiàn)停機(jī)保護(hù)。兩級保護(hù)方案在2～20 μF 電容沖擊時，保護(hù)記錄見表2。兩級保護(hù)方案可實現(xiàn)2 μF 電容沖擊不停機(jī)保護(hù)，5 μF 沖擊電容沖擊偶爾停機(jī)保護(hù)，20 μF 電容沖擊比較靈敏保護(hù)。相比現(xiàn)有一級電壓浪涌保護(hù)方案改善明顯。

表2 2～20 μF 電容沖擊保護(hù)記錄Tab.2 Protection record of capacitance impact in the range of 2～20 μF

綜上，兩級保護(hù)電路的第2 比較器對上升幅度大且上升速度很快的雷擊浪涌干擾比較敏感，可以及時實現(xiàn)停機(jī)保護(hù)，避免IGBT 損壞；而對于電壓突變時上升速度比較慢的電容性沖擊干擾，第1 比較器相對敏感，第2 比較器相對不敏感，從而實現(xiàn)暫時降低功率而實現(xiàn)不停機(jī)保護(hù)。所以兩級保護(hù)方案比單純的電壓浪涌保護(hù)方案更適應(yīng)目前國內(nèi)比較復(fù)雜的電網(wǎng)特性。

5 結(jié)語

本文對國內(nèi)目前電網(wǎng)條件進(jìn)行分析，并用電容沖擊和浪涌沖擊兩種比較典型的模型對干擾進(jìn)行了詳細(xì)的測試和分析。電容沖擊的特點是：沖擊時電壓先下降后上升，且上升斜率相對緩慢，電壓突變幅度相對較低，沖擊能量相對較小，但發(fā)生頻率比較高。浪涌沖擊的特點是：沖擊時電壓直接疊加在交流輸入端，電壓迅速上升，電壓突變幅度較大，沖擊能量大。

針對單管并聯(lián)逆變準(zhǔn)諧振電路的特點，本文設(shè)計了兩級階梯式保護(hù)方案及其硬件和軟件，最后進(jìn)行了測試驗證。兩級階梯式電壓保護(hù)方案是一種超前的保護(hù)，MCU 根據(jù)干擾電壓幅度和上升速度，依次觸發(fā)第一保護(hù)級和第二保護(hù)級。對于弱干擾，僅第一保護(hù)級動作，暫時縮短之后振蕩周期的IGBT開通時間，實現(xiàn)短時間小功率不間斷連續(xù)加熱；大容量電容沖擊或浪涌沖擊情況下，第二保護(hù)級動作，暫停功率輸出，實現(xiàn)更可靠停機(jī)保護(hù)。兩級階梯式保護(hù)方案在保證可靠性的前提下減少停機(jī)保護(hù)次數(shù)，提升了系統(tǒng)的電網(wǎng)適應(yīng)性。