師 彬

（中國電子科技集團公司第二十研究所，西安 710068）

0 引言

消除模糊度的常用方法有單邊帶法、雙邊帶法和副載波相位消除法等。單邊帶法和雙邊帶法只濾出了主峰信號，對信號能量有損失；而對于BOC（m，n）信號而言，副載波相位消除法在相關前的帶寬為2（m+n）f0，因此數(shù)據(jù)速率至少為2（m+n）f0，數(shù)據(jù)計算量大，硬件實現(xiàn)復雜度高，不利于工程應用；而單邊帶法和雙邊帶法由于只濾出了主峰，信號能量大幅度減少，捕獲靈敏度降低

[2]。

本文提出一種二進制相移鍵控（Binary Phase Shift Keying，BPSK）方法，該方法兼顧了運算量和靈敏度，有效消除了BOC 調(diào)制信號的模糊度，使得接收機能夠準確捕獲衛(wèi)星導航新體制信號。

1 BOC 調(diào)制信號

BOC 調(diào)制是一種隨著導航技術(shù)的發(fā)展而逐步建立起來的新的調(diào)制技術(shù)，調(diào)制流程如圖1所示。與傳統(tǒng)的BPSK 調(diào)制流程相比，BOC 調(diào)制流程僅有的一個不同之處是它在載波調(diào)制之前增加了一個BOC 調(diào)制環(huán)節(jié)，這使得經(jīng)擴頻調(diào)制后的基帶信號的頻譜重新得到一次調(diào)制，以滿足GNSS 信號頻譜分離的設計要求[3]。

圖1 BOC 調(diào)制流程

BPSK 調(diào)制信號的基帶表達式為：

式中，ak（可能調(diào)制著數(shù)據(jù)碼、測距碼等）的值為±1 的偽碼序列，其碼片寬度為Tc；μTc(t)為矩形脈沖信號，其脈寬剛好等于偽碼碼寬Tc。

BOC 調(diào)制信號的基帶表達式為：

隨著國企改革進入深水區(qū)，“新電改方案”的通過標志著電力市場進一步開放，電網(wǎng)企業(yè)面臨著更多的挑戰(zhàn)。從內(nèi)生角度降低管理成本，提質(zhì)增效，以提升企業(yè)市場核心競爭力成為在開放競爭市場上取得競爭優(yōu)勢的重要手段[1]。集約化能夠通過規(guī)模經(jīng)濟效益，降低管理成本；也能通過提高規(guī)范化水平，降低企業(yè)財務、審計風險；并且能夠統(tǒng)籌資源調(diào)配，有效配置提升資源利用率。在物資合同結(jié)算管理方面，省級電網(wǎng)企業(yè)作為集約化管理的重要環(huán)節(jié)，起到了承上啟下的作用。

與式（1）相比，式（2）多了一個BOC 副載波調(diào)制信號χ(t)，它通常是個周期函數(shù)，其周期記為sT。常見的副載波χ(t) 的函數(shù)表達式為：

式中，sgn()為符號函數(shù)，而fs為副載波頻率。其函數(shù)波形如圖2所示。

圖2 副載波χ(t) 的函數(shù)波形

從圖2及式（1）～式（2）可以看出，如果副載波函數(shù)χ(t) 等于1，那么此時的BOC 調(diào)制就退化成BPSK 調(diào)制。BPSK（1）和BOC（1，1）調(diào)制信號的歸一化功率譜密度如圖3所示，其中以虛線表示的是BPSK（1）調(diào)制信號的功率譜密度，以實線表示的是BOC（1，1）調(diào)制信號的功率譜密度，從圖3中可以清晰地看出一些現(xiàn)代化GNSS 新型信號之所以采用BOC 調(diào)制的基本出發(fā)點：BPSK 調(diào)制信號（比如傳統(tǒng)的GPS 信號）頻譜的主瓣位于中心零頻處，而BOC 調(diào)制信號頻譜的兩個主瓣則偏移至零頻的左右兩側(cè)，從而使得這兩類調(diào)制信號能有效地共享同一個衛(wèi)星導航頻段而又互不干擾。并且BOC 調(diào)制信號頻譜以零頻為中心左右對稱，即在零頻任一側(cè)的頻譜已經(jīng)包含了可用來測距和數(shù)據(jù)解調(diào)的所有信息。

圖3 BPSK（1）和BOC（1，1）調(diào)制信號的功率譜密度

單邊帶法就是只處理了BOC 調(diào)制信號的單側(cè)頻譜；雙邊帶法處理了零頻左右兩側(cè)的2 個主峰；本文提出的二階類BPSK 方法在濾出主峰的同時，還接收了第一副峰，提高了捕獲信噪比。

2 副載波相位消除法

副載波相位消除法是利用相關函數(shù)合成的操作來消除自相關函數(shù)的副峰。除了利用本地產(chǎn)生的BOC 信號與接收的BOC 信號進行相關運算外，還在本地產(chǎn)生另一組正交的Q路BOC 信號與接收BOC 信號做相關，最后將二者的結(jié)果進行后續(xù)處理。副載波相位消除法的實現(xiàn)框架如圖4所示。

從圖4可以看出，副載波相位消除法需要在匹配濾波的基礎上添加2 路Q路BOC 碼與接收信號做相關。對于BOC（m，n）信號而言，副載波相位消除法在相關前的帶寬為2（m+n）f0，因此數(shù)據(jù)速率至少為2（m+n）f0，數(shù)據(jù)計算量大，硬件實現(xiàn)復雜度高，不利于工程應用[4]。

圖4 副載波相位消除法的實現(xiàn)框圖

3 二階類BPSK 實現(xiàn)方法

如圖5所示，二階類BPSK 方法接收BOC 信號主瓣的同時，能夠接收兩個旁瓣，信噪比會有一定的提升。

圖5 二階類BPSK 方法實施捕獲的結(jié)構(gòu)框圖

具體步驟如下：

（1）將接收到的BOC（m，n）中頻信號同時進行4 路帶通濾波，4 路帶通濾波器的中心頻點依次為+mf0、-mf0、+3mf0、-3mf0，帶通濾波器帶寬均2nf0。根據(jù)中心頻點和帶通濾波器帶寬用Matlab 設計出濾波器系數(shù)Ki1，Ki2，…Ki16，i=1，2，3，4，分別對應四路信號，其中m，n為BOC 調(diào)制系數(shù)，副載波頻率fs為f0的m倍，偽碼碼率rc為f0的n倍。

濾波后的信號firi（i=1，2，3，4，分別對應4路信號）可以用式（4）表示：

（2）分別產(chǎn)生四路本地載波信號，本地載波信號uo(t)的表達式為：

式中，f0和θ0分別為本地載波信號的頻率和初相。圖5中經(jīng)過帶通濾波后的4 路信號中心頻率分別是+mf0、-mf0、+3mf0、-3mf0，因此本地載波信號的中心頻率也分別是+mf0、-mf0、+3mf0、-3mf0。

（3）濾波后信號與本地載波經(jīng)過第k次混頻、相干積分清零后的同相相干積分值I(k)和正交相干積分值Q(k) 的表達式如下：

式中，Δfd=fi-fo為輸入信號與本地信號的多普勒頻差，Ts為采樣時間，N為積分清除點數(shù)，

式中，Δφ=φi-φo為輸入信號與本地信號的初相差，nI和nQ為帶內(nèi)白噪聲。雖然BOC 調(diào)制信號中存在多個頻率的信號，但是所有信號的傳輸路徑完全相同，因此四路帶通信號去載波后的頻差和相位差是完全一致的。

（4）按本地碼生成公式產(chǎn)生本地偽碼。在BOC調(diào)制信號中，該碼應該選擇能量比重比較高的本地偽碼，以便于捕獲。

（5）將數(shù)據(jù)和碼分段相關求和，然后做FFT運算，找出其中的最大值和捕獲門限比較，得到捕獲結(jié)果。

經(jīng)過上述5 個步驟，可以實現(xiàn)BOC 調(diào)制信號的快速捕獲。

4 仿真驗證

用Matlab 仿真產(chǎn)生BOC（1，1）信號，信噪比從-48 到-28 逐漸增加1，每產(chǎn)生一組信號數(shù)據(jù)，就依次用單邊帶法、雙邊帶法、副載波相位消除法和二階類BPSK 方法捕獲衛(wèi)星，每種算法都用連續(xù)的數(shù)據(jù)捕獲100 次，將捕獲結(jié)果與理論多普勒和碼相位相比較，統(tǒng)計正確捕獲的次數(shù)，最后得到各個信噪比條件下，不同捕獲算法的捕獲概率。捕獲概率統(tǒng)計圖如圖6所示，縱坐標為捕獲概率，橫坐標為信噪比。

圖6 捕獲概率統(tǒng)計對比圖

由圖6可知，在相同信噪比條件下，二階類BPSK 算法的捕獲概率高于單/雙邊帶法和副載波相位消除法，可以實現(xiàn)BOC 調(diào)制信號的有效捕獲。

5 結(jié)束語

本文采用二階類BPSK 方法，有效消除了BOC調(diào)制信號的模糊度，使得接收機能夠準確捕獲衛(wèi)星導航新體制信號。與合成函數(shù)法相比，本方法的特點是：BOC（m，n）信號在相關前基帶復信號的帶寬為2nf0，數(shù)據(jù)速率大幅度降低，數(shù)據(jù)計算量急劇減少；通過帶通濾波器將BOC 調(diào)制信號分離成多個邊帶信號，算法通用性強；濾出主峰的同時，該方法多接收了兩個第一副峰，使得信噪比可以提高，實現(xiàn)BOC 調(diào)制信號的高靈敏度捕獲。