用于感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的CLC補(bǔ)償拓?fù)溲芯?/h1>
2021-05-19 07:18:26楊玉崗李朝
電機(jī)與控制學(xué)報(bào) 2021年4期
楊玉崗， 李朝
(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105)
0 引 言
為了保持最大功率輸出強(qiáng)度，非接觸電能傳輸系統(tǒng)通常采取原邊恒流控制，副邊則通常需要輸出恒流或恒壓來滿足實(shí)際應(yīng)用的要求。有研究者采用脈沖頻率調(diào)制(pulse frequency modulation，PFM)或混合使用PFM和脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)較大負(fù)載變化范圍的恒流/恒壓輸出，然而工作頻率的大范圍變化會(huì)導(dǎo)致較大循環(huán)電流的產(chǎn)生和軟開關(guān)特性的丟失，還可能導(dǎo)致頻率分叉現(xiàn)象發(fā)生，使系統(tǒng)失去穩(wěn)定性[5]。也有人通過級(jí)聯(lián)DC-DC變換器來實(shí)現(xiàn)原邊恒流輸出和副邊恒壓輸出，控制精度高，但電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，增加了系統(tǒng)的成本，降低了效率和可靠性[10]。
文獻(xiàn)[1]對(duì)復(fù)合補(bǔ)償拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和特性進(jìn)行了全面的研究；文獻(xiàn)[2]總結(jié)了高低階補(bǔ)償搭配實(shí)現(xiàn)恒流或恒壓輸出的補(bǔ)償拓?fù)洌晃墨I(xiàn)[3]總結(jié)了基于單個(gè)諧振電路實(shí)現(xiàn)恒流或恒壓輸出的各種補(bǔ)償拓?fù)?；文獻(xiàn)[4]研究了產(chǎn)生負(fù)載無(wú)關(guān)輸出電流的四種補(bǔ)償方案；文獻(xiàn)[5-7]研究了雙邊LCC和LCC/S補(bǔ)償結(jié)構(gòu)；文獻(xiàn)[8-10]研究了雙邊LCL補(bǔ)償拓?fù)?；文獻(xiàn)[11]研究了S/CLC(π型結(jié)構(gòu))補(bǔ)償拓?fù)?；文獻(xiàn)[12]研究了四種傳統(tǒng)低階補(bǔ)償拓?fù)涞姆€(wěn)定性；文獻(xiàn)[13]研究了原副邊均用串聯(lián)或并聯(lián)補(bǔ)償?shù)膸追N結(jié)構(gòu)及其品質(zhì)因數(shù)；文獻(xiàn)[14]研究了傳統(tǒng)低階補(bǔ)償電路的電流、電壓增益和電路功率因數(shù)；文獻(xiàn)[15-16]研究了非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的變壓器和補(bǔ)償電路；文獻(xiàn)[17-19]針對(duì)無(wú)線電能傳輸技術(shù)在不同場(chǎng)合的應(yīng)用展開了研究。雖然雙邊LCL和LCC補(bǔ)償電路都可以實(shí)現(xiàn)恒流輸出和ZPA，但是這兩者各自也都存在缺陷：雙邊LCL補(bǔ)償電路有兩個(gè)補(bǔ)償電感，增大了系統(tǒng)的體積；LCC補(bǔ)償電路參數(shù)設(shè)計(jì)受到限制，變壓器自感必須大于補(bǔ)償電感。S/CLC補(bǔ)償電路在變壓器副邊的補(bǔ)償元件較多，增大了體積，不便于用在副邊電路需要旋轉(zhuǎn)的場(chǎng)合。
本文提出一種新型的T型結(jié)構(gòu)的CLC補(bǔ)償拓?fù)?，該結(jié)構(gòu)能同時(shí)實(shí)現(xiàn)恒流輸出和輸入零阻抗角，利用電路本身的恒流特性簡(jiǎn)化了原邊恒流控制的過程；輸入零阻抗角特性能最小化輸入視在功率，降低輸入電源和開關(guān)元件的功率等級(jí)，且解決了傳統(tǒng)串聯(lián)-串聯(lián)補(bǔ)償感性區(qū)較深的問題，通過微調(diào)諧振參數(shù)易于實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS。
1 CLC型補(bǔ)償電路模型
圖1為CLC補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的原邊等效電路，該補(bǔ)償結(jié)構(gòu)由補(bǔ)償電容C1、C2和補(bǔ)償電感L1構(gòu)成；LP為松耦合變壓器的原邊自感值；Z為副邊到原邊的反映阻抗；Zi為輸入阻抗，它們的模值分別為Z和Zi；UAB為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓；IP為流過變壓器原邊線圈的電流，后文中的UAB、IP均為有效值；UO為原邊等效電路的輸出電壓。
圖1 CLC補(bǔ)償原邊等效電路Fig.1 Primary equivalent circuit of CLC compensation
文中的分析過程都是建立在理想模型之上的，一般忽略寄生參數(shù)和諧波的影響。
1.1 恒流輸出特性
設(shè)工作頻率為ω，由基爾霍夫定律可求出：CLC補(bǔ)償原邊等效電路的輸出電流為
(1)
若要使輸出電流IP與負(fù)載阻抗無(wú)關(guān)，即與反映阻抗Z無(wú)關(guān)，只需要滿足
(2)
即可。
因此，當(dāng)CLC補(bǔ)償電路滿足式(2)的約束條件時(shí)，在全負(fù)載范圍內(nèi)輸出恒定電流
IP=UABωC1。
(3)
由上式知，當(dāng)工作頻率確定時(shí)，可以通過調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C1或者輸入電壓UAB(調(diào)節(jié)逆變橋移相角)來調(diào)節(jié)輸出電流大小。
1.2 恒壓輸出特性
CLC補(bǔ)償原邊等效電路的輸出電壓為
UO=
(4)
若要使輸出電壓UO與負(fù)載阻抗無(wú)關(guān)，即與反映阻抗Z無(wú)關(guān)，只需要滿足
(5)
即可。
因此，當(dāng)CLC補(bǔ)償電路滿足式(5)的約束條件時(shí)，在全負(fù)載范圍內(nèi)輸出恒定電壓
(6)
由上式可知，此時(shí)電壓增益與補(bǔ)償電路參數(shù)和工作頻率有關(guān)，當(dāng)工作頻率確定時(shí)，可以調(diào)節(jié)補(bǔ)償電感、電容參數(shù)來調(diào)節(jié)電壓增益。
1.3 ZPA特性
由基爾霍夫定律可求出CLC補(bǔ)償電路的輸入阻抗為
(7)
其中：
A=(ωL1)2Z，
(8)
(9)
(10)
輸入相位角即輸入阻抗角。假設(shè)副邊電路完全補(bǔ)償，若要使輸入阻抗角為零，即輸入阻抗Zi虛部為零，只需要滿足下式即可：
(11)
因此，當(dāng)副邊電路完全補(bǔ)償，CLC補(bǔ)償電路滿足式(11)的約束條件時(shí)，可實(shí)現(xiàn)在全負(fù)載范圍內(nèi)的輸入阻抗角為零，此時(shí)的輸入阻抗為純電阻，即
(12)
綜上所述，當(dāng)補(bǔ)償電路參數(shù)滿足不同條件時(shí)，CLC補(bǔ)償電路相應(yīng)地表現(xiàn)出不同的電路特性。當(dāng)CLC補(bǔ)償電路滿足式(11)的約束條件時(shí)，能同時(shí)呈現(xiàn)出恒流輸出特性和ZPA特性。將這兩大電路特性集于一身將非常有利于簡(jiǎn)化控制過程和減小無(wú)功輸入，提高工作效率。
表1列出了CLC補(bǔ)償電路滿足不同參數(shù)條件時(shí)對(duì)應(yīng)的電路特性。
表1 不同參數(shù)條件下CLC補(bǔ)償電路的特性
對(duì)副邊補(bǔ)償電路經(jīng)過類似的分析，可以得出：CLC補(bǔ)償電路在滿足幾種不同的參數(shù)條件下也具有相應(yīng)的電路特性。原副邊補(bǔ)償電路均可以使用CLC補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，并可以根據(jù)實(shí)際需求進(jìn)行原副邊CLC電路不同特性的搭配以及與串、并聯(lián)補(bǔ)償?shù)拇钆洹?/p>
2 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)
感應(yīng)式非接觸電能傳輸系統(tǒng)的松耦合變壓器按原副邊的相對(duì)運(yùn)動(dòng)狀態(tài)分為靜止式、移動(dòng)式和旋轉(zhuǎn)式。其中，旋轉(zhuǎn)式松耦合變壓器通常應(yīng)用在電機(jī)的勵(lì)磁系統(tǒng)中，變壓器的原邊靜止不動(dòng)，副邊繞軸旋轉(zhuǎn)，原副邊之間既無(wú)物理接觸，也無(wú)電接觸；取代了傳統(tǒng)電機(jī)勵(lì)磁系統(tǒng)中的電刷和滑環(huán)，解決了導(dǎo)線裸漏，電刷摩擦產(chǎn)生電火花，縮短工作壽命和降低工作的安全性和可靠性的問題[15-16]。
圖2為感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)模型，該系統(tǒng)主要由高頻逆變電路、原副邊補(bǔ)償電路、松耦合變壓器、高頻整流電路和濾波電路幾部分組成，將直流輸入主要經(jīng)過高頻逆變、電磁耦合和高頻整流之后得到直流輸出送入勵(lì)磁繞組中產(chǎn)生靜磁場(chǎng)。
關(guān)于松耦合變壓器，為了保證原副邊相對(duì)旋轉(zhuǎn)時(shí)磁場(chǎng)耦合不受較大影響，通常使用罐型變壓器。松耦合變壓器在大氣隙的條件下進(jìn)行非接觸的功率傳輸，也因此導(dǎo)致原副邊的漏感較大，會(huì)產(chǎn)生較大的無(wú)功功率，增加輸入視在功率和環(huán)流損耗，因此需要在原副邊分別增加補(bǔ)償電路來抵消感性無(wú)功功率[15]。本文中設(shè)計(jì)的感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)用于電磁調(diào)速機(jī)的無(wú)線勵(lì)磁。
圖2 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)Fig.2 Inductive contactless excitation system
2.1 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)模型與電路結(jié)構(gòu)
圖3為感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)圖，其中，直流輸入電壓為Uin，逆變輸出電壓有效值為UAB，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出電壓有效值為Uab，直流輸出電壓為Uout，變壓器原副邊自感分別為L(zhǎng)P、LS，變壓器互感為M，負(fù)載電阻為RL。逆變電路為全橋電路，整流電路為不可控全橋整流電路，補(bǔ)償電路為CLC-S(串聯(lián)補(bǔ)償簡(jiǎn)稱S補(bǔ)償)型補(bǔ)償電路，副邊具有恒壓輸出特性。將高階補(bǔ)償與低階補(bǔ)償相配合，既繼承了高階補(bǔ)償電路的優(yōu)良特性，又盡量減少補(bǔ)償元件的個(gè)數(shù)，減小寄生參數(shù)的影響。
圖3 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Circuit structure diagram of inductive contactless excitation system
2.2 諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)
原邊采用CLC補(bǔ)償，設(shè)諧振頻率為ω0。由表1可知，為了使CLC電路既具有恒流輸出特性，又具有輸入零阻抗角特性，補(bǔ)償參數(shù)應(yīng)該滿足
(13)
副邊采用串聯(lián)補(bǔ)償，補(bǔ)償參數(shù)應(yīng)該滿足
(14)
逆變輸出電壓有效值
(15)
交流等效阻抗
(16)
其中n為變壓器變比。
直流電壓增益為
(17)
3 系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析
系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行是系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)其他一切功能的前提條件，因此有必要對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性進(jìn)行研究。諧振頻率普遍被認(rèn)為是輸入阻抗角為零時(shí)的頻率，要保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，就必須保證不同的負(fù)載條件下只有唯一的一個(gè)零輸入阻抗角頻率[12]，即令輸入阻抗虛部為零的解只有一個(gè)。
由式(7)可知，輸入阻抗虛部
(18)
電路參數(shù)實(shí)際值與設(shè)計(jì)值的誤差等因素可能導(dǎo)致系統(tǒng)運(yùn)行的頻率相對(duì)于諧振頻率出現(xiàn)偏差。定義頻率偏移系數(shù)γ=ω/ω0，表示系統(tǒng)工作頻率偏離諧振頻率的程度[12]。設(shè)電感比λ=L1/LP，原邊繞組品質(zhì)因數(shù)為QP=ω0LP/Z。令I(lǐng)m(Zi)=0，將γ代入式(18)中推導(dǎo)得
(19)
由式(19)可知，γ=1即副邊側(cè)諧振頻率點(diǎn)必定是方程的解，要使得此解為唯一解，必須滿足當(dāng)γ≠1時(shí)，
γ2LP)=0
(20)
方程無(wú)解。
繼續(xù)化簡(jiǎn)得
(21)
運(yùn)用函數(shù)方法求解出γ=1為唯一解的條件為
(22)
式(22)的負(fù)載電阻表達(dá)形式為
(23)
故系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的負(fù)載邊界條件為式(22)或式(23)。
按表2中的參數(shù)代入式(7)，利用MATLAB軟件畫出負(fù)載變化時(shí)輸入阻抗角θ與頻率偏移系數(shù)γ的關(guān)系曲線如圖4。RL=33.75 Ω是由式(23)求出的使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的負(fù)載邊界值。在邊界值的兩側(cè)共取4組值為RL=10、20、40、50 Ω進(jìn)行對(duì)比分析。
當(dāng)負(fù)載電阻小于邊界值時(shí)，在工作頻率的變化過程中，系統(tǒng)只有一個(gè)輸入阻抗角為零的頻率點(diǎn)，驗(yàn)證了上述關(guān)于穩(wěn)定性的理論的正確性。
當(dāng)負(fù)載電阻等于邊界值時(shí)，系統(tǒng)只有一個(gè)輸入阻抗角為零的頻率點(diǎn)。同時(shí)在諧振頻率附近小范圍內(nèi)，輸入阻抗角隨工作頻率變化的斜率很小，說明當(dāng)系統(tǒng)帶臨界負(fù)載運(yùn)行時(shí)，如果工作頻率出現(xiàn)微小偏差，輸入阻抗角隨之產(chǎn)生的微小變化不會(huì)導(dǎo)致較大無(wú)功功率的產(chǎn)生，系統(tǒng)的工作狀態(tài)幾乎不受影響。
圖4 阻抗角θ與頻率偏移系數(shù)γ的關(guān)系曲線Fig.4 Relation curve between impedance angle and frequency shift coefficient
因此，若合理設(shè)計(jì)電路參數(shù)，使負(fù)載電阻小于但接近負(fù)載邊界值，則不僅能使系統(tǒng)具有頻率穩(wěn)定性，還能包容由于電路元器件寄生參數(shù)和逆變、整流電路的非線性因素對(duì)工作頻率造成的較小影響。
當(dāng)負(fù)載電阻大于邊界值時(shí)，在工作頻率的變化過程中，系統(tǒng)會(huì)出現(xiàn)多個(gè)輸入阻抗角為零的頻率點(diǎn)，這會(huì)對(duì)系統(tǒng)的頻率穩(wěn)定控制造成很大干擾，系統(tǒng)可能無(wú)法穩(wěn)定地工作在副邊側(cè)諧振頻率點(diǎn)。
4 ZVS軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)
因?yàn)镃LC補(bǔ)償拓?fù)渚哂衂PA特性，只要想辦法調(diào)節(jié)電路參數(shù)讓電路工作在較淺的感性區(qū)，便能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的ZVS[6]。實(shí)現(xiàn)ZVS非常有利于提高電路的效率。文獻(xiàn)[6]中提出了一種通過不對(duì)稱處理T電路的方法來實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS。本文中的CLC補(bǔ)償拓?fù)湟部梢圆捎么朔N方法，并且本文從中受到啟發(fā)，探討了單獨(dú)調(diào)節(jié)某一個(gè)補(bǔ)償元件參數(shù)來實(shí)現(xiàn)逆變器開關(guān)管ZVS的方法，最后對(duì)兩種補(bǔ)償方法進(jìn)行對(duì)比分析。
1)不對(duì)稱處理T電路的方法。
令X=ωL1，在不對(duì)稱處理前，CLC補(bǔ)償電路參數(shù)滿足
(24)
進(jìn)行不對(duì)稱處理，令αX=1/(ωC1)，βX=1/(ωC2)-ωLP，其中α、β分別是為了調(diào)節(jié)左、右橋臂參數(shù)而引入的系數(shù)。
可以推出輸入阻抗
Zi=
(25)
進(jìn)而得到輸入阻抗角
(26)
根據(jù)公式(26)和表2中的參數(shù)，利用MATLAB畫出輸入阻抗角θ隨處理系數(shù)α和β變化的3D曲面圖如圖5所示。從圖5中可以看出，輸入阻抗角θ隨著左側(cè)橋臂處理系數(shù)α的增大而減小，也就是說，為了使電路呈感性，應(yīng)滿足0<α<1，電容C1容值應(yīng)該增大。另外，從圖中取點(diǎn)α=0.98，β=1.96時(shí)，θ=17.09，說明右側(cè)橋臂處理系數(shù)β的變化對(duì)輸入相位角θ影響很小。同時(shí)，這也說明不對(duì)稱處理T電路和單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1容值實(shí)現(xiàn)ZVS，理論上都是可行的。
圖5 輸入阻抗角θ與處理系數(shù)α、β的關(guān)系曲面圖Fig.5 A curved surface diagram of the relation between input phase angle θ and processing coefficients α and β
2)單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1。
單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1時(shí)，電路仍滿足
(27)
推導(dǎo)出輸入相位角θ與電容C1的關(guān)系如下：
(28)
根據(jù)式(28)和表2中的參數(shù)，利用MATLAB軟件畫出θ隨電容C1變化的曲線圖如圖6。
圖6說明輸入阻抗角θ隨著電容C1容值增大而增大，可以增大C1來實(shí)現(xiàn)ZVS，與方法1)中的結(jié)論是統(tǒng)一的。
圖6 輸入阻抗角θ與電容C1的關(guān)系曲線Fig.6 Relation curve between input impedance angle θ and capacitance C1
圖7為電容C1在設(shè)計(jì)值101.3 nF兩側(cè)取值時(shí)，通過saber電路仿真得到的UAB、IAB波形圖。C1=86 nF時(shí)電流IAB超前于電壓UAB，C1=103 nF時(shí)電壓UAB超前于電流IAB，與圖6中曲線變化趨勢(shì)相符合，更直觀地證明了調(diào)節(jié)電容C1容值產(chǎn)生的效果，與曲面圖和曲線圖從數(shù)學(xué)方法和電路理論的角度相互印證。
理論上，上述兩種方法都能實(shí)現(xiàn)ZVS，但是，后者只調(diào)節(jié)一個(gè)參數(shù)，操作更加簡(jiǎn)單，而且對(duì)諧振工作狀態(tài)影響更小。
圖7 電容C1取不同值時(shí)的仿真波形圖Fig.7 Simulation waveform of capacitor C1with different values
5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
根據(jù)電磁調(diào)速機(jī)的最大勵(lì)磁電流1 A以及補(bǔ)償電路仿真參數(shù)，制作了無(wú)線勵(lì)磁系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，圖8為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)圖片，表2為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的參數(shù)。
圖8 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.8 Experimental prototype
表2 樣機(jī)參數(shù)
1)CLC型補(bǔ)償拓?fù)涞暮懔魈匦詼y(cè)試。
改變負(fù)載電阻RL，并通過改變直流輸入電壓Uin來保持CLC補(bǔ)償電路輸入電壓有效值UAB=28.5 V不變，檢測(cè)CLC補(bǔ)償電路輸出電流IP有效值得到圖9中的曲線，IP有效值基本保持在1.3 A左右，證明CLC補(bǔ)償電路按2.2中的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，具有與負(fù)載無(wú)關(guān)的恒流特性。
圖9 恒流特性測(cè)試Fig.9 Constant current characteristic test
2)ZVS驗(yàn)證波形。
圖10為開關(guān)管的Ugs、Uds波形圖，圖中開關(guān)管開通前Uds已經(jīng)為零；圖11為不同負(fù)載時(shí)逆變器輸出電壓UAB、電流IAB波形圖，電壓UAB稍微超前于電流IAB，二者都說明了電路工作在較淺的感性區(qū)，在負(fù)載范圍內(nèi)逆變器開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS。仿真和實(shí)驗(yàn)研究發(fā)現(xiàn)補(bǔ)償電容C1=98.6 nF時(shí)，電路工作在感性區(qū)，說明實(shí)際電路實(shí)現(xiàn)ZPA特性時(shí)的補(bǔ)償電容C1取值略小于設(shè)計(jì)值。這種偏差主要與逆變橋和整流橋引入的諧波以及輸出濾波電容有關(guān)，盡管理論與實(shí)驗(yàn)存在偏差，但是單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1的方法仍對(duì)實(shí)現(xiàn)ZVS 時(shí)參數(shù)設(shè)計(jì)具有一定的指導(dǎo)作用[11]。
圖10 Ugs、Uds波形Fig.10 Waveform of Ugs、Uds
圖11 UAB、IAB波形Fig.11 Waveform of UAB、IAB
圖12為負(fù)載電阻為15 Ω時(shí)，通過調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C1實(shí)現(xiàn)ZPA特性時(shí)的逆變器輸出電壓UAB、電流IAB的波形圖，此時(shí)電容值為88.5 nF。
圖12 ZPA驗(yàn)證波形Fig.12 ZPA verification waveform
(3)效率曲線
由圖13可知，負(fù)載電阻越大系統(tǒng)效率越高，但總體在80%以上，最大效率為85.3%。
圖13 系統(tǒng)效率Fig.13 System efficiency
6 結(jié) 論
本文提出了一種新型的CLC補(bǔ)償電路，該電路能同時(shí)實(shí)現(xiàn)恒流輸出、ZPA。文中還基于CLC-S補(bǔ)償電路，給出了補(bǔ)償電路的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，推導(dǎo)出了使系統(tǒng)頻率穩(wěn)定的負(fù)載邊界條件，定量地討論和比較了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS的兩種不同參數(shù)調(diào)制方法。仿真和實(shí)驗(yàn)的結(jié)果證明理論可以實(shí)現(xiàn)，CLC電路具有恒流特性；合理設(shè)計(jì)電路參數(shù)，讓負(fù)載值始終小于負(fù)載邊界值，能保持頻率穩(wěn)定；采用單獨(dú)調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C1的參數(shù)調(diào)節(jié)方法可以實(shí)現(xiàn)逆變器開關(guān)管的ZVS，實(shí)驗(yàn)的效率在80%以上。
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楊玉崗， 李朝
(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105)
0 引 言
為了保持最大功率輸出強(qiáng)度，非接觸電能傳輸系統(tǒng)通常采取原邊恒流控制，副邊則通常需要輸出恒流或恒壓來滿足實(shí)際應(yīng)用的要求。有研究者采用脈沖頻率調(diào)制(pulse frequency modulation，PFM)或混合使用PFM和脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)較大負(fù)載變化范圍的恒流/恒壓輸出，然而工作頻率的大范圍變化會(huì)導(dǎo)致較大循環(huán)電流的產(chǎn)生和軟開關(guān)特性的丟失，還可能導(dǎo)致頻率分叉現(xiàn)象發(fā)生，使系統(tǒng)失去穩(wěn)定性[5]。也有人通過級(jí)聯(lián)DC-DC變換器來實(shí)現(xiàn)原邊恒流輸出和副邊恒壓輸出，控制精度高，但電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，增加了系統(tǒng)的成本，降低了效率和可靠性[10]。
文獻(xiàn)[1]對(duì)復(fù)合補(bǔ)償拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和特性進(jìn)行了全面的研究；文獻(xiàn)[2]總結(jié)了高低階補(bǔ)償搭配實(shí)現(xiàn)恒流或恒壓輸出的補(bǔ)償拓?fù)洌晃墨I(xiàn)[3]總結(jié)了基于單個(gè)諧振電路實(shí)現(xiàn)恒流或恒壓輸出的各種補(bǔ)償拓?fù)?；文獻(xiàn)[4]研究了產(chǎn)生負(fù)載無(wú)關(guān)輸出電流的四種補(bǔ)償方案；文獻(xiàn)[5-7]研究了雙邊LCC和LCC/S補(bǔ)償結(jié)構(gòu)；文獻(xiàn)[8-10]研究了雙邊LCL補(bǔ)償拓?fù)?；文獻(xiàn)[11]研究了S/CLC(π型結(jié)構(gòu))補(bǔ)償拓?fù)?；文獻(xiàn)[12]研究了四種傳統(tǒng)低階補(bǔ)償拓?fù)涞姆€(wěn)定性；文獻(xiàn)[13]研究了原副邊均用串聯(lián)或并聯(lián)補(bǔ)償?shù)膸追N結(jié)構(gòu)及其品質(zhì)因數(shù)；文獻(xiàn)[14]研究了傳統(tǒng)低階補(bǔ)償電路的電流、電壓增益和電路功率因數(shù)；文獻(xiàn)[15-16]研究了非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的變壓器和補(bǔ)償電路；文獻(xiàn)[17-19]針對(duì)無(wú)線電能傳輸技術(shù)在不同場(chǎng)合的應(yīng)用展開了研究。雖然雙邊LCL和LCC補(bǔ)償電路都可以實(shí)現(xiàn)恒流輸出和ZPA，但是這兩者各自也都存在缺陷：雙邊LCL補(bǔ)償電路有兩個(gè)補(bǔ)償電感，增大了系統(tǒng)的體積；LCC補(bǔ)償電路參數(shù)設(shè)計(jì)受到限制，變壓器自感必須大于補(bǔ)償電感。S/CLC補(bǔ)償電路在變壓器副邊的補(bǔ)償元件較多，增大了體積，不便于用在副邊電路需要旋轉(zhuǎn)的場(chǎng)合。
本文提出一種新型的T型結(jié)構(gòu)的CLC補(bǔ)償拓?fù)?，該結(jié)構(gòu)能同時(shí)實(shí)現(xiàn)恒流輸出和輸入零阻抗角，利用電路本身的恒流特性簡(jiǎn)化了原邊恒流控制的過程；輸入零阻抗角特性能最小化輸入視在功率，降低輸入電源和開關(guān)元件的功率等級(jí)，且解決了傳統(tǒng)串聯(lián)-串聯(lián)補(bǔ)償感性區(qū)較深的問題，通過微調(diào)諧振參數(shù)易于實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS。
1 CLC型補(bǔ)償電路模型
圖1為CLC補(bǔ)償結(jié)構(gòu)的原邊等效電路，該補(bǔ)償結(jié)構(gòu)由補(bǔ)償電容C1、C2和補(bǔ)償電感L1構(gòu)成；LP為松耦合變壓器的原邊自感值；Z為副邊到原邊的反映阻抗；Zi為輸入阻抗，它們的模值分別為Z和Zi；UAB為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓；IP為流過變壓器原邊線圈的電流，后文中的UAB、IP均為有效值；UO為原邊等效電路的輸出電壓。
圖1 CLC補(bǔ)償原邊等效電路Fig.1 Primary equivalent circuit of CLC compensation
文中的分析過程都是建立在理想模型之上的，一般忽略寄生參數(shù)和諧波的影響。
1.1 恒流輸出特性
設(shè)工作頻率為ω，由基爾霍夫定律可求出：CLC補(bǔ)償原邊等效電路的輸出電流為
(1)
若要使輸出電流IP與負(fù)載阻抗無(wú)關(guān)，即與反映阻抗Z無(wú)關(guān)，只需要滿足
(2)
即可。
因此，當(dāng)CLC補(bǔ)償電路滿足式(2)的約束條件時(shí)，在全負(fù)載范圍內(nèi)輸出恒定電流
IP=UABωC1。
(3)
由上式知，當(dāng)工作頻率確定時(shí)，可以通過調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C1或者輸入電壓UAB(調(diào)節(jié)逆變橋移相角)來調(diào)節(jié)輸出電流大小。
1.2 恒壓輸出特性
CLC補(bǔ)償原邊等效電路的輸出電壓為
UO=
(4)
若要使輸出電壓UO與負(fù)載阻抗無(wú)關(guān)，即與反映阻抗Z無(wú)關(guān)，只需要滿足
(5)
即可。
因此，當(dāng)CLC補(bǔ)償電路滿足式(5)的約束條件時(shí)，在全負(fù)載范圍內(nèi)輸出恒定電壓
(6)
由上式可知，此時(shí)電壓增益與補(bǔ)償電路參數(shù)和工作頻率有關(guān)，當(dāng)工作頻率確定時(shí)，可以調(diào)節(jié)補(bǔ)償電感、電容參數(shù)來調(diào)節(jié)電壓增益。
1.3 ZPA特性
由基爾霍夫定律可求出CLC補(bǔ)償電路的輸入阻抗為
(7)
其中：
A=(ωL1)2Z，
(8)
(9)
(10)
輸入相位角即輸入阻抗角。假設(shè)副邊電路完全補(bǔ)償，若要使輸入阻抗角為零，即輸入阻抗Zi虛部為零，只需要滿足下式即可：
(11)
因此，當(dāng)副邊電路完全補(bǔ)償，CLC補(bǔ)償電路滿足式(11)的約束條件時(shí)，可實(shí)現(xiàn)在全負(fù)載范圍內(nèi)的輸入阻抗角為零，此時(shí)的輸入阻抗為純電阻，即
(12)
綜上所述，當(dāng)補(bǔ)償電路參數(shù)滿足不同條件時(shí)，CLC補(bǔ)償電路相應(yīng)地表現(xiàn)出不同的電路特性。當(dāng)CLC補(bǔ)償電路滿足式(11)的約束條件時(shí)，能同時(shí)呈現(xiàn)出恒流輸出特性和ZPA特性。將這兩大電路特性集于一身將非常有利于簡(jiǎn)化控制過程和減小無(wú)功輸入，提高工作效率。
表1列出了CLC補(bǔ)償電路滿足不同參數(shù)條件時(shí)對(duì)應(yīng)的電路特性。
表1 不同參數(shù)條件下CLC補(bǔ)償電路的特性
對(duì)副邊補(bǔ)償電路經(jīng)過類似的分析，可以得出：CLC補(bǔ)償電路在滿足幾種不同的參數(shù)條件下也具有相應(yīng)的電路特性。原副邊補(bǔ)償電路均可以使用CLC補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，并可以根據(jù)實(shí)際需求進(jìn)行原副邊CLC電路不同特性的搭配以及與串、并聯(lián)補(bǔ)償?shù)拇钆洹?/p>
2 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)
感應(yīng)式非接觸電能傳輸系統(tǒng)的松耦合變壓器按原副邊的相對(duì)運(yùn)動(dòng)狀態(tài)分為靜止式、移動(dòng)式和旋轉(zhuǎn)式。其中，旋轉(zhuǎn)式松耦合變壓器通常應(yīng)用在電機(jī)的勵(lì)磁系統(tǒng)中，變壓器的原邊靜止不動(dòng)，副邊繞軸旋轉(zhuǎn)，原副邊之間既無(wú)物理接觸，也無(wú)電接觸；取代了傳統(tǒng)電機(jī)勵(lì)磁系統(tǒng)中的電刷和滑環(huán)，解決了導(dǎo)線裸漏，電刷摩擦產(chǎn)生電火花，縮短工作壽命和降低工作的安全性和可靠性的問題[15-16]。
圖2為感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)模型，該系統(tǒng)主要由高頻逆變電路、原副邊補(bǔ)償電路、松耦合變壓器、高頻整流電路和濾波電路幾部分組成，將直流輸入主要經(jīng)過高頻逆變、電磁耦合和高頻整流之后得到直流輸出送入勵(lì)磁繞組中產(chǎn)生靜磁場(chǎng)。
關(guān)于松耦合變壓器，為了保證原副邊相對(duì)旋轉(zhuǎn)時(shí)磁場(chǎng)耦合不受較大影響，通常使用罐型變壓器。松耦合變壓器在大氣隙的條件下進(jìn)行非接觸的功率傳輸，也因此導(dǎo)致原副邊的漏感較大，會(huì)產(chǎn)生較大的無(wú)功功率，增加輸入視在功率和環(huán)流損耗，因此需要在原副邊分別增加補(bǔ)償電路來抵消感性無(wú)功功率[15]。本文中設(shè)計(jì)的感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)用于電磁調(diào)速機(jī)的無(wú)線勵(lì)磁。
圖2 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)Fig.2 Inductive contactless excitation system
2.1 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)模型與電路結(jié)構(gòu)
圖3為感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)圖，其中，直流輸入電壓為Uin，逆變輸出電壓有效值為UAB，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸出電壓有效值為Uab，直流輸出電壓為Uout，變壓器原副邊自感分別為L(zhǎng)P、LS，變壓器互感為M，負(fù)載電阻為RL。逆變電路為全橋電路，整流電路為不可控全橋整流電路，補(bǔ)償電路為CLC-S(串聯(lián)補(bǔ)償簡(jiǎn)稱S補(bǔ)償)型補(bǔ)償電路，副邊具有恒壓輸出特性。將高階補(bǔ)償與低階補(bǔ)償相配合，既繼承了高階補(bǔ)償電路的優(yōu)良特性，又盡量減少補(bǔ)償元件的個(gè)數(shù)，減小寄生參數(shù)的影響。
圖3 感應(yīng)式非接觸勵(lì)磁系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Circuit structure diagram of inductive contactless excitation system
2.2 諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)
原邊采用CLC補(bǔ)償，設(shè)諧振頻率為ω0。由表1可知，為了使CLC電路既具有恒流輸出特性，又具有輸入零阻抗角特性，補(bǔ)償參數(shù)應(yīng)該滿足
(13)
副邊采用串聯(lián)補(bǔ)償，補(bǔ)償參數(shù)應(yīng)該滿足
(14)
逆變輸出電壓有效值
(15)
交流等效阻抗
(16)
其中n為變壓器變比。
直流電壓增益為
(17)
3 系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析
系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行是系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)其他一切功能的前提條件，因此有必要對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性進(jìn)行研究。諧振頻率普遍被認(rèn)為是輸入阻抗角為零時(shí)的頻率，要保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，就必須保證不同的負(fù)載條件下只有唯一的一個(gè)零輸入阻抗角頻率[12]，即令輸入阻抗虛部為零的解只有一個(gè)。
由式(7)可知，輸入阻抗虛部
(18)
電路參數(shù)實(shí)際值與設(shè)計(jì)值的誤差等因素可能導(dǎo)致系統(tǒng)運(yùn)行的頻率相對(duì)于諧振頻率出現(xiàn)偏差。定義頻率偏移系數(shù)γ=ω/ω0，表示系統(tǒng)工作頻率偏離諧振頻率的程度[12]。設(shè)電感比λ=L1/LP，原邊繞組品質(zhì)因數(shù)為QP=ω0LP/Z。令I(lǐng)m(Zi)=0，將γ代入式(18)中推導(dǎo)得
(19)
由式(19)可知，γ=1即副邊側(cè)諧振頻率點(diǎn)必定是方程的解，要使得此解為唯一解，必須滿足當(dāng)γ≠1時(shí)，
γ2LP)=0
(20)
方程無(wú)解。
繼續(xù)化簡(jiǎn)得
(21)
運(yùn)用函數(shù)方法求解出γ=1為唯一解的條件為
(22)
式(22)的負(fù)載電阻表達(dá)形式為
(23)
故系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的負(fù)載邊界條件為式(22)或式(23)。
按表2中的參數(shù)代入式(7)，利用MATLAB軟件畫出負(fù)載變化時(shí)輸入阻抗角θ與頻率偏移系數(shù)γ的關(guān)系曲線如圖4。RL=33.75 Ω是由式(23)求出的使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的負(fù)載邊界值。在邊界值的兩側(cè)共取4組值為RL=10、20、40、50 Ω進(jìn)行對(duì)比分析。
當(dāng)負(fù)載電阻小于邊界值時(shí)，在工作頻率的變化過程中，系統(tǒng)只有一個(gè)輸入阻抗角為零的頻率點(diǎn)，驗(yàn)證了上述關(guān)于穩(wěn)定性的理論的正確性。
當(dāng)負(fù)載電阻等于邊界值時(shí)，系統(tǒng)只有一個(gè)輸入阻抗角為零的頻率點(diǎn)。同時(shí)在諧振頻率附近小范圍內(nèi)，輸入阻抗角隨工作頻率變化的斜率很小，說明當(dāng)系統(tǒng)帶臨界負(fù)載運(yùn)行時(shí)，如果工作頻率出現(xiàn)微小偏差，輸入阻抗角隨之產(chǎn)生的微小變化不會(huì)導(dǎo)致較大無(wú)功功率的產(chǎn)生，系統(tǒng)的工作狀態(tài)幾乎不受影響。
圖4 阻抗角θ與頻率偏移系數(shù)γ的關(guān)系曲線Fig.4 Relation curve between impedance angle and frequency shift coefficient
因此，若合理設(shè)計(jì)電路參數(shù)，使負(fù)載電阻小于但接近負(fù)載邊界值，則不僅能使系統(tǒng)具有頻率穩(wěn)定性，還能包容由于電路元器件寄生參數(shù)和逆變、整流電路的非線性因素對(duì)工作頻率造成的較小影響。
當(dāng)負(fù)載電阻大于邊界值時(shí)，在工作頻率的變化過程中，系統(tǒng)會(huì)出現(xiàn)多個(gè)輸入阻抗角為零的頻率點(diǎn)，這會(huì)對(duì)系統(tǒng)的頻率穩(wěn)定控制造成很大干擾，系統(tǒng)可能無(wú)法穩(wěn)定地工作在副邊側(cè)諧振頻率點(diǎn)。
4 ZVS軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)
因?yàn)镃LC補(bǔ)償拓?fù)渚哂衂PA特性，只要想辦法調(diào)節(jié)電路參數(shù)讓電路工作在較淺的感性區(qū)，便能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的ZVS[6]。實(shí)現(xiàn)ZVS非常有利于提高電路的效率。文獻(xiàn)[6]中提出了一種通過不對(duì)稱處理T電路的方法來實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS。本文中的CLC補(bǔ)償拓?fù)湟部梢圆捎么朔N方法，并且本文從中受到啟發(fā)，探討了單獨(dú)調(diào)節(jié)某一個(gè)補(bǔ)償元件參數(shù)來實(shí)現(xiàn)逆變器開關(guān)管ZVS的方法，最后對(duì)兩種補(bǔ)償方法進(jìn)行對(duì)比分析。
1)不對(duì)稱處理T電路的方法。
令X=ωL1，在不對(duì)稱處理前，CLC補(bǔ)償電路參數(shù)滿足
(24)
進(jìn)行不對(duì)稱處理，令αX=1/(ωC1)，βX=1/(ωC2)-ωLP，其中α、β分別是為了調(diào)節(jié)左、右橋臂參數(shù)而引入的系數(shù)。
可以推出輸入阻抗
Zi=
(25)
進(jìn)而得到輸入阻抗角
(26)
根據(jù)公式(26)和表2中的參數(shù)，利用MATLAB畫出輸入阻抗角θ隨處理系數(shù)α和β變化的3D曲面圖如圖5所示。從圖5中可以看出，輸入阻抗角θ隨著左側(cè)橋臂處理系數(shù)α的增大而減小，也就是說，為了使電路呈感性，應(yīng)滿足0<α<1，電容C1容值應(yīng)該增大。另外，從圖中取點(diǎn)α=0.98，β=1.96時(shí)，θ=17.09，說明右側(cè)橋臂處理系數(shù)β的變化對(duì)輸入相位角θ影響很小。同時(shí)，這也說明不對(duì)稱處理T電路和單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1容值實(shí)現(xiàn)ZVS，理論上都是可行的。
圖5 輸入阻抗角θ與處理系數(shù)α、β的關(guān)系曲面圖Fig.5 A curved surface diagram of the relation between input phase angle θ and processing coefficients α and β
2)單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1。
單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1時(shí)，電路仍滿足
(27)
推導(dǎo)出輸入相位角θ與電容C1的關(guān)系如下：
(28)
根據(jù)式(28)和表2中的參數(shù)，利用MATLAB軟件畫出θ隨電容C1變化的曲線圖如圖6。
圖6說明輸入阻抗角θ隨著電容C1容值增大而增大，可以增大C1來實(shí)現(xiàn)ZVS，與方法1)中的結(jié)論是統(tǒng)一的。
圖6 輸入阻抗角θ與電容C1的關(guān)系曲線Fig.6 Relation curve between input impedance angle θ and capacitance C1
圖7為電容C1在設(shè)計(jì)值101.3 nF兩側(cè)取值時(shí)，通過saber電路仿真得到的UAB、IAB波形圖。C1=86 nF時(shí)電流IAB超前于電壓UAB，C1=103 nF時(shí)電壓UAB超前于電流IAB，與圖6中曲線變化趨勢(shì)相符合，更直觀地證明了調(diào)節(jié)電容C1容值產(chǎn)生的效果，與曲面圖和曲線圖從數(shù)學(xué)方法和電路理論的角度相互印證。
理論上，上述兩種方法都能實(shí)現(xiàn)ZVS，但是，后者只調(diào)節(jié)一個(gè)參數(shù)，操作更加簡(jiǎn)單，而且對(duì)諧振工作狀態(tài)影響更小。
圖7 電容C1取不同值時(shí)的仿真波形圖Fig.7 Simulation waveform of capacitor C1with different values
5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證
根據(jù)電磁調(diào)速機(jī)的最大勵(lì)磁電流1 A以及補(bǔ)償電路仿真參數(shù)，制作了無(wú)線勵(lì)磁系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，圖8為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)圖片，表2為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的參數(shù)。
圖8 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.8 Experimental prototype
表2 樣機(jī)參數(shù)
1)CLC型補(bǔ)償拓?fù)涞暮懔魈匦詼y(cè)試。
改變負(fù)載電阻RL，并通過改變直流輸入電壓Uin來保持CLC補(bǔ)償電路輸入電壓有效值UAB=28.5 V不變，檢測(cè)CLC補(bǔ)償電路輸出電流IP有效值得到圖9中的曲線，IP有效值基本保持在1.3 A左右，證明CLC補(bǔ)償電路按2.2中的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，具有與負(fù)載無(wú)關(guān)的恒流特性。
圖9 恒流特性測(cè)試Fig.9 Constant current characteristic test
2)ZVS驗(yàn)證波形。
圖10為開關(guān)管的Ugs、Uds波形圖，圖中開關(guān)管開通前Uds已經(jīng)為零；圖11為不同負(fù)載時(shí)逆變器輸出電壓UAB、電流IAB波形圖，電壓UAB稍微超前于電流IAB，二者都說明了電路工作在較淺的感性區(qū)，在負(fù)載范圍內(nèi)逆變器開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS。仿真和實(shí)驗(yàn)研究發(fā)現(xiàn)補(bǔ)償電容C1=98.6 nF時(shí)，電路工作在感性區(qū)，說明實(shí)際電路實(shí)現(xiàn)ZPA特性時(shí)的補(bǔ)償電容C1取值略小于設(shè)計(jì)值。這種偏差主要與逆變橋和整流橋引入的諧波以及輸出濾波電容有關(guān)，盡管理論與實(shí)驗(yàn)存在偏差，但是單獨(dú)調(diào)節(jié)電容C1的方法仍對(duì)實(shí)現(xiàn)ZVS 時(shí)參數(shù)設(shè)計(jì)具有一定的指導(dǎo)作用[11]。
圖10 Ugs、Uds波形Fig.10 Waveform of Ugs、Uds
圖11 UAB、IAB波形Fig.11 Waveform of UAB、IAB
圖12為負(fù)載電阻為15 Ω時(shí)，通過調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C1實(shí)現(xiàn)ZPA特性時(shí)的逆變器輸出電壓UAB、電流IAB的波形圖，此時(shí)電容值為88.5 nF。
圖12 ZPA驗(yàn)證波形Fig.12 ZPA verification waveform
(3)效率曲線
由圖13可知，負(fù)載電阻越大系統(tǒng)效率越高，但總體在80%以上，最大效率為85.3%。
圖13 系統(tǒng)效率Fig.13 System efficiency
6 結(jié) 論
本文提出了一種新型的CLC補(bǔ)償電路，該電路能同時(shí)實(shí)現(xiàn)恒流輸出、ZPA。文中還基于CLC-S補(bǔ)償電路，給出了補(bǔ)償電路的參數(shù)設(shè)計(jì)方法，推導(dǎo)出了使系統(tǒng)頻率穩(wěn)定的負(fù)載邊界條件，定量地討論和比較了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS的兩種不同參數(shù)調(diào)制方法。仿真和實(shí)驗(yàn)的結(jié)果證明理論可以實(shí)現(xiàn)，CLC電路具有恒流特性；合理設(shè)計(jì)電路參數(shù)，讓負(fù)載值始終小于負(fù)載邊界值，能保持頻率穩(wěn)定；采用單獨(dú)調(diào)節(jié)補(bǔ)償電容C1的參數(shù)調(diào)節(jié)方法可以實(shí)現(xiàn)逆變器開關(guān)管的ZVS，實(shí)驗(yàn)的效率在80%以上。
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