熊 祥，胡玉生

(集美大學(xué)機(jī)械與能源工程學(xué)院，福建 廈門 361021)

0 引言

半導(dǎo)體制造工藝的提高使當(dāng)前高速電路朝著多功能、高密度、低功耗、高性能及小型化的方向快速發(fā)展。然而，電路的高集成度必將產(chǎn)生更多的同步開關(guān)噪聲(Simultaneously Switching Noises，SSN)。由于SSN的高頻諧波分量可以激發(fā)電源/地平面間諧振，進(jìn)而導(dǎo)致高速電路產(chǎn)生嚴(yán)重的信號(hào)完整性(Signal Integrity，SI)和電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)問題[1-2]。

在電源/地平面間添加去藕電容[3-4]、嵌入式電容[5]，從而為噪聲電流提供一條低阻抗電流返回路徑，這是減輕電源/地平面間諧振的常用方法；然而由于電容的寄生效應(yīng)使其作用的有效頻段一般低于1GHz。電源平面分割技術(shù)或者電源島技術(shù)[6-7]也是抑制SSN的一種常見方式，其主要思想是通過切斷噪聲源與噪聲敏感電路的傳播路徑，從而減輕噪聲敏感電路的SSN，在低頻段噪聲隔離效果較為明顯，但高頻段由于電源/地平面間諧振，在電源平面分割間隙處會(huì)發(fā)生嚴(yán)重的噪聲耦合現(xiàn)象。在高速PCB中運(yùn)用蘑菇形EBG結(jié)構(gòu)[8-9]也能起到抑制SSN的作用，但蘑菇形EBG結(jié)構(gòu)制造工藝較為復(fù)雜，并且在PCB電源/地平面間大量布置蘑菇形EBG結(jié)構(gòu)會(huì)增大PCB板的封裝尺寸不利于高速數(shù)字系統(tǒng)的小型化。在電源平面上周期性蝕刻共面型EBG結(jié)構(gòu)單元[10-11]也可抑制SSN在電源/地平面間傳播，但在電源平面大量蝕刻周期性單元會(huì)引起信號(hào)電流返回路徑阻抗不連續(xù)進(jìn)而導(dǎo)致嚴(yán)重的SI問題。

用于PCB板中的介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)[12-14]是指在電源/地平面間介質(zhì)層中周期性地排布高介電常數(shù)的介質(zhì)柱材料，其可以實(shí)現(xiàn)在某一頻率范圍內(nèi)阻礙SSN向電路板四周傳播。但目前使用介質(zhì)型EBG抑制SSN在PCB板間傳播依舊存在噪聲抑制的低頻特性不好，噪聲抑制寬度不夠的缺點(diǎn)。鑒于電源平面分割技術(shù)在抑制SSN中所具有的優(yōu)良低頻特性，本文提出將電源平面分割與介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)相結(jié)合用于抑制SSN傳播的技術(shù)，以改善介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)抑制SSN低頻特性的缺點(diǎn)，從而實(shí)現(xiàn)寬頻帶抑制SSN。

1 分割電源平面對(duì)SSN的抑制分析

高速電路中，電源/地平面通常被置于多層PCB介質(zhì)層中，以便為高速信號(hào)提供電流返回路徑或?yàn)橛性雌骷峁┍匾╇婋妷骸Ｈ鐖D1所示，電源平面被分割成長為a，寬為b的兩電源島結(jié)構(gòu)，分割間隙為w0，忽略介質(zhì)上敷銅層厚度，則電源/地平面層間介質(zhì)厚度為t，電源/地平面層間介質(zhì)相對(duì)介電常數(shù)為εr。假設(shè)端口1所在電源島視為噪聲激勵(lì)源，端口2所在電源島視為噪聲敏感電路，利用電源平面分割技術(shù)可將噪聲源與噪聲敏感電路分開以達(dá)到隔離SSN的目的。

在低頻段，可將電源平面分割結(jié)構(gòu)等效為如圖2所示的π型電路網(wǎng)絡(luò)，其中Cd代表每個(gè)分割單元的對(duì)地電容，Cg為間隙電容，Lint為電感，Rs為電阻。由于分割間隙的存在，使得SSN不能順利向端口2所在的電源島傳播，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)了對(duì)SSN的有效隔離。但在高頻段，由于SSN的高頻諧波分量可以激發(fā)電源平面分割結(jié)構(gòu)產(chǎn)生諧振，在電源平面分割的間隙處會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的噪聲耦合，使其失去隔離SSN的作用。

對(duì)于圖1所示尺寸為a×b的電源島結(jié)構(gòu)，其諧振頻率[1,6-7]為：

(1)

其中：μ、ε分別為電源/地平面層間介質(zhì)的磁導(dǎo)率和介電常數(shù)；m、n對(duì)應(yīng)于電源島諧振模式。

2 介質(zhì)型EBG與電源平面分割技術(shù)相結(jié)合對(duì)SSN的抑制作用

圖3為本文提出的用于抑制電源/地平面間SSN的介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)的三維結(jié)構(gòu)圖。其中：上表面為電源平面，下表面為地平面，兩電源島長a=50 mm，寬b=49.5 mm，電源平面的分割間隙w0=1 mm，端口1、2分別位于(25 mm，20 mm)、(25 mm，80 mm)處，以FR4作為層間介質(zhì)基板(其相對(duì)介電常數(shù)εr=4.4)，介質(zhì)損耗tanδ=0.02，層間介質(zhì)基板厚度t=0.8 mm。通過HFSS對(duì)介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化，選定介質(zhì)柱相對(duì)介電常數(shù)εd=850、介質(zhì)柱高度h=t=0.8 mm、介質(zhì)柱半徑r=2 mm，并且介質(zhì)柱以5×10、間隔距離d=10 mm的方式均勻排布在電源/地平面介質(zhì)基板中。

利用HFSS建立圖3所示的三維電磁仿真模型，并對(duì)其在電源平面和地平面分別施加電壁邊界條件，在PCB板四周壁施加磁壁邊界條件。將端口1設(shè)置為50 Ω同軸激勵(lì)端口，端口2設(shè)置為50 Ω同軸匹配端口，采用集總方式對(duì)端口進(jìn)行激勵(lì)，將步長設(shè)置成50 MHz，在0.01～6 GHz頻率范圍內(nèi)對(duì)所建三維仿真模型進(jìn)行離散掃頻分析。對(duì)于圖1所示的電源島結(jié)構(gòu)，利用式(1)可以得到采用電源平面分割技術(shù)隔離SSN的參考板所對(duì)應(yīng)的前兩階諧振點(diǎn)fTM10、fTM20分別為1.43 GHz和2.86 GHz。若將端口1與端口2之間的插入損耗S21低于-40 dB認(rèn)定噪聲隔離效果良好，從圖4可以看出參考板在0.01～1.16 GHz內(nèi)噪聲抑制效果表現(xiàn)良好，但隨著頻率的上升參考板將發(fā)生諧振，于是在高頻段參考板的噪聲抑制效果表現(xiàn)不佳。之后保持參考板的三維結(jié)構(gòu)參數(shù)不變，將介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)與電源平面分割技術(shù)相結(jié)合用于抑制高速電路電源/地平面間SSN的傳播(即如圖3所示的三維電磁模型)，不僅可以保持介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)在高頻段寬頻帶對(duì)SSN的抑制特性，并且還可以克服介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)抑制SSN低頻特性的缺點(diǎn)。從圖4可知，相較于參考板本文所提方法可使PCB板的前兩階諧振點(diǎn)，即fTM10、fTM20處的S21分別降低98 dB和88 dB，并在0.01～0.66 GHz 與0.91～4.11 GHz頻段范圍內(nèi)對(duì)SSN實(shí)現(xiàn)有效抑制。

為驗(yàn)證本文所提方法在抑制SSN的全方向性，如圖5所示，分析了在噪聲敏感電路中處于不同接收端口處的插入損耗。圖5中，S31的噪聲激勵(lì)端口1位置保持不變，噪聲接收的端口3位于(10 mm，80 mm)處。從圖5可以看出，在0.01～6 GHz范圍內(nèi)插入損耗S21和S31變化趨勢(shì)基本保持一致，噪聲抑制帶寬基本保持不變，因此電源/地平面間SSN抑制的全方向性得到了驗(yàn)證。

3 信號(hào)完整性分析

如圖6所示，在HFSS建立了以分割電源平面為參考平面的單端微帶信號(hào)線的三層印刷電路板的三維電路模型。其中，信號(hào)層與電源層間及電源層與地層間均采用厚度為0.8 mm的FR4作為層間介質(zhì)基板，其相對(duì)介電常數(shù)εr=4.4，介質(zhì)損耗tanδ=0.02，介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)的形狀和位置參數(shù)與圖3一致。將端口1與端口2分別設(shè)置為50 Ω，為實(shí)現(xiàn)阻抗匹配降低信號(hào)的反射把信號(hào)層中的單端微帶線阻抗設(shè)置成50 Ω，信號(hào)線的走線寬度w=1.5 mm。以端口1作為信號(hào)激勵(lì)端口，端口2作為信號(hào)接收端口，采用集總方式對(duì)端口進(jìn)行激勵(lì)，以50 MHz為步長，在0.01～6 GHz頻率范圍內(nèi)對(duì)圖6所示三維電路模型進(jìn)行離散掃頻分析。

對(duì)于單端微帶信號(hào)線，端口1的返回?fù)p耗S11通常用于評(píng)價(jià)高速信號(hào)傳輸過程中信號(hào)所產(chǎn)生的反射情況，而端口2對(duì)端口1的插入損耗S21通常用于評(píng)價(jià)信號(hào)的傳輸質(zhì)量。如圖7所示，分析了電源平面分割技術(shù)在介質(zhì)基底中只含有FR4的參考板，以及在FR4介質(zhì)基底中周期性布置相對(duì)介電常數(shù)εd=850的介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)的單端微帶信號(hào)傳輸線的信號(hào)傳輸質(zhì)量的情形。通常認(rèn)為信號(hào)傳輸線的S21大于-3 dB或S11小于-20dB表征信號(hào)傳輸質(zhì)量良好。從圖7中可以看出，相較于工作頻率在0.01～6 GHz范圍內(nèi)的參考板，在電源/地平面介質(zhì)基底內(nèi)周期性布置相對(duì)介電常數(shù)為εd=850的介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)，在實(shí)現(xiàn)對(duì)SSN抑制的同時(shí)可以有效緩解信號(hào)傳輸質(zhì)量帶來的不利影響，維持較好的信號(hào)傳輸質(zhì)量。并且由圖7b)可以看出，當(dāng)參考板的工作頻率在1.2 GHz左右時(shí)，微帶線的信號(hào)電流返回路徑阻抗不連續(xù)使高速信號(hào)產(chǎn)生了較大的反射，其信號(hào)傳輸質(zhì)量已經(jīng)明顯下降，故在此時(shí)高速電路已經(jīng)產(chǎn)生了明顯的信號(hào)完整性問題。然而相對(duì)于在電源/地平面間周期性布置相對(duì)介電常數(shù)εd=850的介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)，其單端微帶信號(hào)的插入損耗在某些頻點(diǎn)雖有小幅波動(dòng)，但在0.01～4.46 GHz范圍內(nèi)單端微帶信號(hào)線的插入損耗均大于-3 dB，因此該頻率范圍內(nèi)單端微帶信號(hào)線可以保持較好的信號(hào)傳輸質(zhì)量。

4 結(jié)論

本文提出了一種將介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)與電源平面分割技術(shù)相結(jié)合用于抑制高速電路電源/地平面間SSN傳播的新方法。利用三維全波電磁仿真軟件HFSS建立了相應(yīng)的仿真模型，仿真結(jié)果表明本方法不僅在0.01～0.66 GHz與0.91～4.11 GHz范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)對(duì)SSN的寬頻帶抑制，還能改善用于抑制電源/地平面間SSN傳播的介質(zhì)型EBG結(jié)構(gòu)的低頻工作特性。對(duì)以分割電源平面為參考平面的單端微帶線的信號(hào)傳輸特性進(jìn)行了分析，發(fā)現(xiàn)在0.01～4.46 GHz范圍內(nèi)，單端微帶信號(hào)線的S11均小于-20 dB，S21均大于-3 dB。故本方法能保證高速電路信號(hào)傳輸質(zhì)量良好的情形下，實(shí)現(xiàn)對(duì)電源/地平面間SSN的有效抑制。