邵煜偉，陶洪琪

(南京電子器件研究所 微波毫米波單片集成和模塊電路重點實驗室，江蘇 南京 210016)

0 引言

隨著電子通信技術(shù)的不斷發(fā)展，諧波控制射頻功率放大器由于其高效率的特性廣泛應(yīng)用于航天雷達(dá)等領(lǐng)域中。諧波控制是目前提高功放效率的重要技術(shù)之一。

由于射頻功率放大器可以看成一個能量轉(zhuǎn)換器，為了提高功率放大器的工作效率，必須減小晶體管的自身損耗[1]，即令Pdiss=0，如式(1)所示：

傳統(tǒng)的功率放大器是通過減小導(dǎo)通角來減小管耗，進(jìn)而提升其效率。可以通過進(jìn)一步控制諧波，使放大器自身的電壓電流波形在一個周期上相互交錯開，從而減小晶體管的損耗以提高功率放大器的效率。比如F 類功率放大器就是通過調(diào)節(jié)負(fù)載諧波阻抗使其在偶次諧波短路，奇次諧波開路，從而形成沒有交疊的方波電壓波形和半正弦波電流波形[2]。常見的高效率功率放大器有E/逆E 類[3]、B[4]/J[5]類、F/逆F 類和S[6]類等。

這些年以來，諧波控制類功放相關(guān)的研究愈發(fā)得到重視，研究成果眾多。2014 年，NIKANDISH G 設(shè)計了一款雙頻F 類功放，工作在5 GHz 和12 GHz，附加效率分別為58%和51%，對應(yīng)的輸出功率為28 dBm 和26.7 dBm[7]。2017年，MOHADESK-ASAEI S A 設(shè)計了一款高效率、高線性的J 類功率放大器，其工作于1.6～2.6 GHz，使用了源阻抗與器件的輸入阻抗共軛匹配，輸出功率為38～39.9 dBm，效率為60%～73%[8]。2020 年，Liu Guohua 設(shè)計了一種使二次諧波和三次諧波寬帶相匹配的新型寬帶F 類功率放大器，其工作于1.5～2.6 GHz，飽和輸出功率為10 W，漏極效率為60%～80%[9]。從目前的情況來看，在功率放大器的設(shè)計中，諧波控制技術(shù)是一項非常重要的技術(shù)[10]，但是仍然有不少的提升空間。

本文通過理論分析、負(fù)載牽引仿真、大信號仿真和電路設(shè)計驗證等幾個步驟，定性地分析了功放設(shè)計過程中輸入諧波控制的必要性，同時實現(xiàn)了輸入諧波控制理論在X 波段MMIC 功率放大器設(shè)計中的應(yīng)用[11]。

1 原理分析

不同的輸出電壓電流波形能夠使放大器工作時產(chǎn)生不同量的耗散功率。耗散功率越小，功率放大器能量轉(zhuǎn)化能力就越強(qiáng)。諧波控制類放大器便是通過對諧波分量的控制，來獲得最佳波形，以提升效率[12]。

就實際器件來說，存在著反饋電容，由于其非線性因素的影響，功放輸出電路特性將受制于輸入電路特性，即輸入諧波成分是決定輸出波形的關(guān)鍵因素。所以在諧波類功放設(shè)計中，控制輸入諧波阻抗也將是很有必要的。工作在電流源模式下的FET 器件等效電路示意圖見圖1[13]。

圖1 FET 等效電路

當(dāng)電路處于B 類狀態(tài)下時，i(θ)為[14]：

其中，σ0～σ5代表的都是電壓系數(shù)。同時，柵-源電壓波形函數(shù)Vgs(θ)為:

其中，Vgs0和Vgs1分別是直流電源和基頻電壓幅度。

以此為基礎(chǔ)可推導(dǎo)出式(4)～式(7)：

然后，將具有初始振幅Vgs2和相位為φ2的二次諧波電壓分量添加到晶體管的輸入節(jié)點。這種情況下的柵極電壓最終可以表示為:

再將式(2)與式(8)相聯(lián)系，可以得出輸入二次諧波電流分量為：

可以看出，由于在晶體管的輸入節(jié)點處存在二次諧波電壓，因此產(chǎn)生了更高的諧波電流分量。

而電路的漏級電壓可以寫成：

其中，VDC和Vk分別是直流電源電壓和膝點電壓。而通過負(fù)載阻抗?fàn)恳{(diào)節(jié)電路二次諧波的負(fù)載阻抗，就可以針對電流諧波含量進(jìn)行適當(dāng)?shù)男薷?，以減小更高的諧波電流分量帶來的影響。

2 功放設(shè)計

本文中使用的是南京電子器件研究所的GaN 0.25 μm工藝HEMT 器件，晶體管總柵寬為960 μm(4×4×60 μm)。本文選取的柵壓為-2.7 V，漏壓為28 V。

射頻功率放大器的設(shè)計離不開ADS 的仿真[15]，負(fù)載阻抗?fàn)恳鳛橐环N重要的方法，該方法可以在保證輸入阻抗匹配的同時，通過不斷變化負(fù)載阻抗，同時找到有源器件輸出功率最大的輸出阻抗和效率最高的輸出阻抗，本文選取的為效率最高的輸出阻抗。

功放的輸出功率主要取決于有源器件的負(fù)載阻抗：通過改變負(fù)載阻抗的值來獲得功放不同的性能叫做負(fù)載阻抗?fàn)恳?；同理改變源阻抗的值來獲得功放不同的性能叫做源阻抗?fàn)恳?。計算機(jī)技術(shù)的進(jìn)步和微波EDA 技術(shù)的發(fā)展，利用ADS 仿真軟件來實現(xiàn)負(fù)載牽引無疑是一種非常便捷的選擇。

在做負(fù)載牽引仿真時，先得到相應(yīng)的最佳負(fù)載阻抗點，再將這些最佳負(fù)載阻抗點帶入對應(yīng)的源牽引仿真，可以得到器件的源阻抗點。之后再以迭代的方式得出最終的最佳負(fù)載阻抗點。圖2 和圖3 以10 GHz 為例展示了負(fù)載牽引的結(jié)果，m1 為最佳的基波阻抗點。

輸入諧波控制電路設(shè)計最重要的是找到最佳的輸入諧波阻抗。功放的效率會隨著輸入諧波阻抗的不同而產(chǎn)生相應(yīng)的差異。

圖2 4×4×60 μm 管芯10 GHz 基波負(fù)載牽引仿真結(jié)果

圖3 4×4×60 μm 管芯10 GHz 基波源牽引仿真結(jié)果

以相同的方法可以得出8～12 GHz 最佳負(fù)載阻抗點，如表1 所示。

表1 8～12 GHz 最佳負(fù)載阻抗點

同時，效率對輸入二次諧波阻抗相位較為敏感。這也提醒我們需要精細(xì)地調(diào)節(jié)輸入二次諧波阻抗相位。通過牽引仿真得到了最佳的輸入二次諧波阻抗值，接著加以實現(xiàn)。圖4 以10 GHz 為例展示了最佳的基頻、二次、三次諧波阻抗相位點。

圖4 4×4×60 μm 管芯10 GHz 二次諧波牽引測試結(jié)果

輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)采用了LC 匹配的方式，但是由于襯底的介電常數(shù)較大，導(dǎo)致了輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的損耗較大，在9～12 GHz 范圍內(nèi)，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)有0.55 dB 的損耗,如圖5 所示。

圖5 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)損耗

輸入匹配網(wǎng)絡(luò)(IMN)則是在多諧波負(fù)載牽引的基礎(chǔ)上，在不同位置添加了三個輸入諧波控制枝節(jié)電路，分別位于圖6 中的1、2、3 處。

圖6 射頻功率放大器芯片版圖照片

利用二次諧波控制枝節(jié)，可以達(dá)到提高射頻功率放大器效率的目的；同時RC 并聯(lián)電路則可以提高該電路的穩(wěn)定性。其中，二次諧波控制枝節(jié)可以有效減小輸入二次諧波所造成的影響。整體的射頻功率放大器采用了電抗匹配方式。

3 結(jié)果分析

為了驗證前面的分析，設(shè)計了X 波段單級MMIC 功放，芯片尺寸2.4 mm×2.8 mm。芯片圖如圖7 所示。

圖7 射頻功率放大器芯片實物照片

該射頻功率放大器芯片的PAE 如圖8 所示。由圖可知，該功率放大器在二次諧波控制枝節(jié)的幫助(PAE1)，和未添加二次諧波控制枝節(jié)(PAE2)的時候相比，功率附加效率提升了3%～10%。

圖8 射頻功放芯片的功率附加效率

而該射頻功率放大器芯片的輸出功率則如圖9 所示，可以看出，在頻帶范圍內(nèi)，該功放有最大38.3 dBm的輸出功率。

同理，該單級射頻功率放大器芯片的功率增益如圖10所示，在頻帶范圍內(nèi)，該功放有最大9.3 dB 的增益。

根據(jù)負(fù)載牽引的仿真結(jié)果，可以證明設(shè)計的功放在9.2 GHz～11.3 GHz 范圍內(nèi)因為諧波控制而實現(xiàn)了效率提升，在10.6 GHz 處達(dá)到最佳，且輸入駐波小于2。

4 結(jié)論

本文研究了利用輸入諧波控制提高射頻功率放大器的效率，通過諧波負(fù)載牽引對南京電子器件研究所的0.25 μm GaN HEMT 器件進(jìn)行負(fù)載牽引仿真，并以此數(shù)據(jù)設(shè)計了一款單級X 波段射頻功率放大器，在9.2 GHz～11.3 GHz 范圍內(nèi)PAE 最高可達(dá)52.88%。

圖9 射頻功放芯片的輸出功率

圖10 射頻功放芯片的增益

同時，在后續(xù)的研究中，為了提高負(fù)載牽引對晶體管的精度，可以使用基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的DynaFET Model 技術(shù)，以取得更好的結(jié)果。