程輝，崔峻卿，付國紅，傅崧原，鐘湘琴

(1.湖南科技大學(xué)先進(jìn)礦山裝備教育部工程研究中心，湖南湘潭，411201；2.桂林理工大學(xué)廣西隱伏金屬礦產(chǎn)勘查重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣西桂林，541006)

巖礦石電性參數(shù)是電法勘探的重要基礎(chǔ)數(shù)據(jù)，不僅支撐理論方法研究，而且指導(dǎo)野外實(shí)際勘探工作的方法選擇、反演模型的建立以及最終的資料解釋。PELTON 等[1-3]進(jìn)行了大量的野外露頭、室內(nèi)標(biāo)本以及人造標(biāo)本的測定工作，在實(shí)驗(yàn)觀測巖礦石標(biāo)本電性參數(shù)的同時，開展相應(yīng)導(dǎo)電機(jī)理研究并提出導(dǎo)電模型，解釋結(jié)構(gòu)構(gòu)造、礦物類型和顆粒粒徑等巖性參數(shù)對電性參數(shù)的影響；GURIN 等[4-5]研究了多種人工巖礦石標(biāo)本，提出一個半經(jīng)驗(yàn)?zāi)Ｐ?，并得出了時間常數(shù)、顆粒礦物類型、顆粒半徑以及孔隙溶液與巖礦石電阻率的經(jīng)驗(yàn)關(guān)系，同時對含黃鐵礦的天然樣本進(jìn)行了CT掃描數(shù)據(jù)與激發(fā)極化數(shù)據(jù)的對比分析，認(rèn)為礦石顆粒與孔隙水的部分或完全隔離會降低礦石整體的激發(fā)極化效應(yīng)。

國內(nèi)也有大量學(xué)者為巖礦石電性參數(shù)測量做出了重要貢獻(xiàn)，何繼善等[6-7]研究非線性效應(yīng)產(chǎn)生的機(jī)理，認(rèn)為非線性效應(yīng)與電流密度有關(guān)；張賽珍[8]通過大量實(shí)驗(yàn)，研究了巖礦石標(biāo)本的激電特征與構(gòu)造的關(guān)系；王慶乙等[9]提出相對于視電參數(shù)的真電參數(shù)測量方法，提高了巖礦石標(biāo)本電性參數(shù)的測量準(zhǔn)確度；底青云等[10-14]在巖礦石頻率響應(yīng)計(jì)算和偽隨機(jī)電法及相關(guān)辨識方法上做出了重要貢獻(xiàn)；賈將等[15]研究了巖心激發(fā)極化實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)；黃理善等[16-18]等研究巖礦石復(fù)電阻率在不同應(yīng)用環(huán)境中的模型；向葵等[19-21]對不同地區(qū)不同巖性的巖石電性參數(shù)頻散特性進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究；何蘭芳[22]深入研究特殊巖石電磁學(xué)并進(jìn)行相應(yīng)的巖礦電性參數(shù)實(shí)驗(yàn)；肖占山等[23]提出了基于頻散特性的儲層參數(shù)評估方法；劉衛(wèi)強(qiáng)等[24]提出了一種抗干擾數(shù)據(jù)處理方法并用于大規(guī)模探測。

上述文獻(xiàn)所涉及的觀測方案大多基于變頻法。變頻法具有波形便于產(chǎn)生和振幅易控制的優(yōu)點(diǎn)；但存在以下缺點(diǎn)：

1)受工作方式限制，裝置按預(yù)設(shè)頻率表產(chǎn)生，依次完成每個頻率發(fā)送與接收工作，測量效率低，低頻和超低頻段測量時尤為明顯。

2)發(fā)送電壓源信號難以控制電流密度，容易在測量過程中因電流過大導(dǎo)致巖礦石標(biāo)本產(chǎn)生非線性響應(yīng)。

3)為了避免非線性效應(yīng)則需要在測量回路中加入電流監(jiān)測裝置，增加測量設(shè)備的復(fù)雜度。

因此，亟需研究一種能夠產(chǎn)生電流信號的發(fā)送系統(tǒng)，提高觀測速度并避免非線性效應(yīng)產(chǎn)生。由于巖礦石標(biāo)本導(dǎo)電機(jī)理的復(fù)雜性，針對巖礦石標(biāo)本電性參數(shù)測量的信號發(fā)送系統(tǒng)需要確定系統(tǒng)的負(fù)載驅(qū)動能力、輸出頻率范圍和輸出電流。與上述技術(shù)指標(biāo)相關(guān)的巖礦石標(biāo)本電學(xué)特征，體現(xiàn)在以下3點(diǎn)：

1)巖礦石電阻率跨度大，大多分布在10～105Ω·m 范圍內(nèi)，要求發(fā)送系統(tǒng)負(fù)載驅(qū)動能力較強(qiáng)，同時電流精度高。

2)頻帶分布范圍寬，大多分布在1.0×10-3～1.0×104Hz，張賽珍[8]受測量設(shè)備頻帶寬度所限，僅在1.0×10-3～1.0×102Hz 的頻率范圍內(nèi)進(jìn)行了測量，結(jié)果表明部分標(biāo)本在最高頻率處未達(dá)到相位峰值，只測得相頻曲線的左翼，因此，發(fā)送系統(tǒng)應(yīng)有足夠的信號輸出頻帶寬度。

3)巖礦石在激發(fā)極化過程中存在與電流密度相關(guān)的非線性效應(yīng)，何繼善等[6-7]發(fā)現(xiàn)金屬硫化礦物和磁鐵礦在電流密度為1 μA/cm2左右時會出現(xiàn)明顯的非線性效應(yīng)，石墨等碳質(zhì)礦物產(chǎn)生非線性效應(yīng)時的電流密度約為50 μA/cm2，因此，信號發(fā)送系統(tǒng)應(yīng)具備穩(wěn)定可靠的微安級電流輸出能力。

針對以上問題，將逆重復(fù)m序列引入到巖礦石電性參數(shù)測量中，設(shè)計(jì)激勵場源為逆重復(fù)m序列編碼的電流信號發(fā)送系統(tǒng)，提高測量效率，避免采用電壓源信號作為激勵源時帶來的不便。本文根據(jù)前述信號發(fā)送系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求，進(jìn)行電流源輸出方案的可行性分析、電路設(shè)計(jì)與仿真以及樣機(jī)實(shí)驗(yàn)，為巖礦石電性參數(shù)測量系統(tǒng)的進(jìn)一步研發(fā)奠定基礎(chǔ)。

1 電流源方案可行性

目前較大功率的發(fā)送系統(tǒng)主要是以全橋逆變電路為核心。若采用全橋逆變的方案，大致實(shí)現(xiàn)方法為：產(chǎn)生高精度恒定直流電流，通過全橋逆變對電流編碼，生成偽隨機(jī)編碼電流信號并輸出至供電電極上。實(shí)現(xiàn)方案如圖1所示。

圖1 全橋逆變方案Fig.1 Full bridge inverter scheme

根據(jù)設(shè)計(jì)頻帶寬度要求，全橋逆變方案為了達(dá)到較高的逆變頻率，需采用高速開關(guān)器件作為全橋逆變的橋臂。研究中按照設(shè)計(jì)要求篩選出多個公司生產(chǎn)的多種高速場效應(yīng)管(MOSFET)器件，分別搭建全橋逆變電路進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，結(jié)果表明現(xiàn)有高速M(fèi)OSFET 不能有效關(guān)斷微安級電流，無法輸出逆變信號，總結(jié)原因?yàn)楦咚費(fèi)OSFET 的關(guān)斷阻抗不夠高，此類器件多追求低導(dǎo)通電阻、低關(guān)斷時間和低開啟時間，且器件數(shù)據(jù)手冊中并無關(guān)斷阻抗的具體技術(shù)參數(shù)。在此情況下，經(jīng)多次計(jì)算與實(shí)驗(yàn)測量，高速M(fèi)OSFET的關(guān)斷阻抗范圍在30～200 kΩ，全橋逆變電路的原理圖及其在微安級電流驅(qū)動下的等效電路如圖2所示，導(dǎo)通的MOSFET等效為閉合開關(guān)與電阻并聯(lián)，關(guān)斷的MOSFET 等效為開路開關(guān)與電阻并聯(lián)，當(dāng)電流源輸出電流為10 μA 時，開路橋臂的壓降最大為2 V 左右，橋臂仍然處于導(dǎo)通狀態(tài)，無法有效關(guān)斷，因此，該方案在針對微安級電流輸出時不可行。

圖2 全橋逆變電路原理圖及其等效電路圖Fig.2 Schematic diagram of full bridge inverter and equivalent circuit diagram driven by microampere current

本發(fā)送系統(tǒng)選擇電壓-電流(V-I)轉(zhuǎn)換電路的設(shè)計(jì)方案，如圖3所示。此方案硬件實(shí)現(xiàn)較復(fù)雜，設(shè)計(jì)需要注意2個關(guān)鍵點(diǎn)：

1)構(gòu)成V-I轉(zhuǎn)換電路的運(yùn)算放大器需要保證偏置電流Ib≤10 pA，還要保證帶寬大于10 MHz，即保證精度要求的同時，滿足頻率響應(yīng)需求。

2)所有輸出電流全部由運(yùn)算放大器提供，當(dāng)負(fù)載過大時將會降低運(yùn)算放大器的實(shí)際帶寬。常見的V-I轉(zhuǎn)換電路大多無法同時兼顧較大頻帶寬度與較高輸出電流精度，本設(shè)計(jì)采用改進(jìn)型howland電路達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

發(fā)送系統(tǒng)采用MCU(微控制器)+FPGA(現(xiàn)場可編程邏輯門陣列)架構(gòu)，如圖4所示。其中，MCU負(fù)責(zé)外圍設(shè)備的通訊、存儲、人機(jī)交互、顯示、測量和控制輸出信號等工作；FPGA構(gòu)成信號產(chǎn)生模塊，產(chǎn)生所需的多種信號。將FPGA輸出的電壓信號經(jīng)過雙極性轉(zhuǎn)換后送入V-I轉(zhuǎn)換電路，輸出雙極性逆重復(fù)m序列編碼的精密電流信號。

圖3 V-I轉(zhuǎn)換方案圖Fig.3 V-I conversion scheme diagram

圖4 信號發(fā)送系統(tǒng)設(shè)計(jì)框圖Fig.4 Block diagram of signal generation system

2 V-I轉(zhuǎn)換電路仿真

發(fā)送系統(tǒng)的核心任務(wù)是由FPGA芯片編碼產(chǎn)生偽隨機(jī)逆重復(fù)m序列的單極性電壓信號之后，采用雙電源電壓比較器將單極性電壓信號轉(zhuǎn)換成雙極性電壓信號，輸出雙極性電壓信號時采用多組精密電位器調(diào)節(jié)輸出電壓，實(shí)現(xiàn)雙極性電壓信號輸出的連續(xù)可調(diào)；雙極性電壓信號通過緩沖器送入V-I轉(zhuǎn)換電路，產(chǎn)生雙極性逆重復(fù)m序列編碼的電流信號；MCU 同時檢測輸出電流，當(dāng)電流不滿足實(shí)驗(yàn)所需電流時，通過調(diào)整精密電位器，調(diào)節(jié)輸出雙極性信號電壓，從而得到實(shí)驗(yàn)所需電流輸出，防止因激勵信號過小或過大導(dǎo)致實(shí)驗(yàn)失敗。

V-I轉(zhuǎn)換電路原理如圖5所示，圖5中R1～R5為比例電阻，RL為負(fù)載電阻，U1和U2為運(yùn)算放大器，Ui為輸入電壓，Uo為運(yùn)放U1的輸出電壓，Ux為輸出給負(fù)載的電壓，Io為輸出電流。由圖5可見：U1與各反饋回路電阻構(gòu)成改進(jìn)型Howland 電流源電路，其負(fù)反饋回路為電流反饋，正反饋回路為電壓反饋。為提高電路穩(wěn)定性，降低運(yùn)放U1的功耗，改善運(yùn)放的發(fā)熱情況，在改進(jìn)型Howland電流源電路的基礎(chǔ)上，引入U(xiǎn)2作為輸出電壓反饋回路的緩沖器，隔離輸出回路與電壓反饋回路，避免電壓反饋回路需要較大的電流時，U1輸出電流過大導(dǎo)致發(fā)熱嚴(yán)重，同時避免輸出回路與電壓反饋回路之間的干擾。

圖5 V-I轉(zhuǎn)換電路原理圖Fig.5 Schematic diagram of V-I conversion circuit

下面推導(dǎo)V-I轉(zhuǎn)換關(guān)系，設(shè)運(yùn)放工作在理想狀態(tài)，U+和U-分別為U′的正相和反相輸入電壓，根據(jù)虛短，令：

根據(jù)虛斷和基爾霍夫電流定理(KCL)有：

聯(lián)立式(2)～(5)，整理得：

若使電路構(gòu)成電流源，即輸出電流與負(fù)載無關(guān)，則需：

若式(7)成立，則有：

令R1=R4=R2=R3，則

此時，輸出電流僅與輸入電壓以及R5有關(guān)。

分別對V-I轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行直流掃描分析和交流掃描分析。直流掃描分析將輸入掃描電壓范圍設(shè)置為-4～4 V，掃描步進(jìn)取1 mV，比例電阻R5取1 kΩ，輸出負(fù)載RL分別設(shè)置為1 kΩ，10 kΩ，100 kΩ，1 MΩ 和10 MΩ。仿真的直流傳輸特性如圖6所示。

圖6 不同負(fù)載條件下V-I轉(zhuǎn)換電路的直流傳輸特性Fig.6 DC transmission characteristics of V-I converter under different loads

由于運(yùn)放輸出電壓范圍有限，輸出電流過大會導(dǎo)致運(yùn)放輸出飽和，運(yùn)放的飽和工作范圍與輸出電流共同決定系統(tǒng)的負(fù)載驅(qū)動能力，從圖6可以看到：當(dāng)負(fù)載為10 MΩ 時，系統(tǒng)線性工作區(qū)仍可輸出1 μA 電流，滿足輸出電流要求；同時注意到當(dāng)系統(tǒng)線性區(qū)域較小時，存在輸出偏移現(xiàn)象，系運(yùn)放輸入偏置電壓導(dǎo)致。因此，電路設(shè)計(jì)時需要增加輸入偏移調(diào)節(jié)電路，將輸入信號的幅值適當(dāng)偏移，從而保證輸出電流正負(fù)平衡。此外也可以將比例電阻R5增大，如增大至10 kΩ，可將線性工作區(qū)擴(kuò)大10 倍，相應(yīng)的輸入電壓范圍擴(kuò)大10 倍，從而降低運(yùn)放偏置電壓的影響。

交流掃描分析的掃描起止頻率設(shè)置為0.001 Hz～1 GHz，以十倍頻方式掃描，運(yùn)放輸出響應(yīng)會受負(fù)載影響，高負(fù)載條件下帶寬明顯降低。由于巖礦石標(biāo)本的電阻率分布范圍較大，有必要在整個負(fù)載范圍內(nèi)進(jìn)行交流掃描分析，RL分別取100 Ω，1 kΩ，10 kΩ，100 kΩ，1 MΩ 和10 MΩ，結(jié)果如圖7所示。由圖7可見：電路的頻率響應(yīng)帶寬隨負(fù)載增大而降低，且負(fù)載每增大10 倍，頻帶寬度降低為原頻帶寬度的10%。當(dāng)負(fù)載小于1 MΩ時，輸出響應(yīng)頻帶寬度大于10 kHz，當(dāng)負(fù)載為10 MΩ時，輸出頻帶寬度降低到1 kHz。因此，在測量時，若工作負(fù)載在頻率大于1 kHz 時，其阻抗仍大于1 MΩ，則需要根據(jù)系統(tǒng)實(shí)測的傳遞函數(shù)修正由頻帶范圍降低帶來的誤差。

當(dāng)負(fù)載小于1 MΩ時，其頻率響應(yīng)滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)，在整個測量頻帶范圍內(nèi)，幅頻曲線線性度好且增益小于1，表明系統(tǒng)處于穩(wěn)定狀態(tài)。此時，電路交流性能穩(wěn)定，理論上能在設(shè)計(jì)頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)不失真輸出，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖7 不同負(fù)載的交流掃描伯德圖Fig.7 AC sweep Bode diagram of different loads

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

研發(fā)的系統(tǒng)樣機(jī)分別測試信號發(fā)送系統(tǒng)的直流穩(wěn)定性和交流輸出精度，如圖8所示，實(shí)驗(yàn)中接收裝置采用NI公司的NI-PXIe4497數(shù)據(jù)采集卡采集數(shù)據(jù)，最大采樣率為204.8 kS/s，具有24 位A/D轉(zhuǎn)換精度，除輸入阻抗相對較低外，其他指標(biāo)滿足測試需求。在采集卡輸入級采用電壓跟隨電路完成阻抗變換，進(jìn)而采用電流-電壓轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行信號調(diào)理，完成阻抗變換，解決采集卡輸入阻抗相對較低以及電流-電壓信號轉(zhuǎn)換的問題，調(diào)理電路采用低漂移、高精度運(yùn)放器件，在硬件上降低對測量結(jié)果的影響，并對調(diào)理電路進(jìn)行標(biāo)定消除誤差。直流穩(wěn)定性分為時間穩(wěn)定性和負(fù)載穩(wěn)定性，交流輸出精度為了確定系統(tǒng)在不同頻率下的輸出電流精度，通過阻容模型進(jìn)行對比驗(yàn)證。

圖8 電路板實(shí)物圖Fig.8 Physical diagram of circuit board

3.1 直流輸出的時間穩(wěn)定性測試

在量程范圍內(nèi)分別選取±1，±4，±8，±10，±20，±40，±80，±100 和±200 μA 的電流進(jìn)行測量，測量間隔5 min，單次測量時長30 min，結(jié)果如表1所示，最大標(biāo)準(zhǔn)差不超過0.004 μA，表明量程范圍內(nèi)直流輸出穩(wěn)定性良好。

表1 測量數(shù)據(jù)的標(biāo)準(zhǔn)差Table 1 Standard deviation of measurement data μA

3.2 直流輸出的負(fù)載穩(wěn)定性測試

負(fù)載穩(wěn)定性測試涉及到發(fā)送電流的驅(qū)動能力，受最大輸出電壓范圍限制，在選用200 μA電流時，最大僅能測得50 kΩ的負(fù)載。若要測得盡可能寬的負(fù)載范圍，需選用較小的輸出電流，同時由于電路輸出精度主要取決于器件自身性能，并體現(xiàn)在最小電流的輸出精度上，為此選取2 μA 為典型值進(jìn)行穩(wěn)定性測試。固定輸出電流為2 μA，依次改變負(fù)載為100 Ω，1 kΩ，10 kΩ，100 kΩ 和1 MΩ，采用轉(zhuǎn)換比例為1:10 000 的電流-電壓轉(zhuǎn)換電路進(jìn)行測量，測量結(jié)果如圖9所示。在不同負(fù)載下，電流輸出穩(wěn)定度較高，整體偏差小于0.5%。

圖9 不同負(fù)載的穩(wěn)定性誤差曲線Fig.9 Stability error curve for different loads

3.3 交流性能測試

巖礦石標(biāo)本的頻域電性特征實(shí)驗(yàn)利用Cole-Cole 模型表示，由于巖礦石標(biāo)本的真實(shí)值較難準(zhǔn)確獲得，但可用阻容模型替代巖礦石標(biāo)本測試儀器的交流性能，如圖10所示。發(fā)送信號詳細(xì)參數(shù)為電流 |I|=50 μA，逆重復(fù)m序列的階數(shù)n=5，碼元頻率fc分別為0.062，0.62，6.2，62，625，6 250和62 000 Hz。

圖10 阻容模型及其幅頻特性Fig.10 Resistance capacitance model and its amplitudefrequency characteristics

圖11所示為fc=62 kHz 時實(shí)測最高頻組電流波形。測量頻帶范圍為0.001 Hz～11 kHz，按十倍頻設(shè)置頻組，2個相鄰頻組間有重復(fù)頻段，共包含90個頻點(diǎn)如表2所示，實(shí)現(xiàn)單次單周期覆蓋測量頻帶用時約18.5 min，若采用變頻法單次單周期測量以上頻點(diǎn)需要耗時約42.6 min。

圖12所示為轉(zhuǎn)折頻率附近頻組的輸出響應(yīng)波形圖及功率譜圖。從圖12(a)可見：當(dāng)頻率小于轉(zhuǎn)折頻率時，輸出波形無明顯失真；當(dāng)頻率位于轉(zhuǎn)折頻率附近時，圖12(b)～(d)中隨著碼元頻率升高，輸出波形幅值減小，且失真更明顯。

圖11 實(shí)測最高頻組電流波形圖(n=5，fc=62 kHz，| I|=50 μA)Fig.11 Measured current waveform of the highest frequency group(n=5,fc=62 kHz,|I|=50 μA)

圖13所示為測得頻率響應(yīng)與理論值對比圖。從圖13可見：測得幅頻曲線在工頻附近無明顯變化，測量誤差隨頻率增大逐漸增大，誤差主要來源于系統(tǒng)誤差，包括發(fā)送端輸出響應(yīng)誤差、阻容模型所用元器件標(biāo)稱值與真實(shí)值的誤差、測量回路中調(diào)理電路引入的誤差以及寄生電抗引入的誤差等。

表2 5階逆重復(fù)m序列各頻組測量頻率分布Table 2 Frequency distribution of each frequency group of 5-order IRmPRBS

圖12 轉(zhuǎn)折頻率附近頻組響應(yīng)波形及功率譜Fig.12 Response waveform of frequency group and power spectrum near the turning frequency

為降低系統(tǒng)誤差，首先用測得數(shù)據(jù)求得擬合頻率響應(yīng)函數(shù)，然后與理論頻率響應(yīng)函數(shù)進(jìn)行對比計(jì)算，求取標(biāo)定曲線并對系統(tǒng)進(jìn)行標(biāo)定。為驗(yàn)證標(biāo)定效果，另取fc為25 kHz的頻組重新測量，此頻組所包含的頻率分量與前文所用測量頻組的頻率均不重復(fù)，且主要覆蓋頻率響應(yīng)誤差較大的頻段，詳細(xì)測量頻率分量見表3。將測得結(jié)果通過標(biāo)定曲線修正后，最終測量結(jié)果呈現(xiàn)于圖13中，測量誤差如表3所示，標(biāo)定后的測量相對誤差小于0.5%。

圖13 頻率響應(yīng)理論值與測量值對比Fig.13 Comparison of theoretical value and measured value of frequency response

表3 標(biāo)定后的模值測量誤差表Table 3 Measurement error of Modulus after calibration

4 結(jié)論與展望

1)選用逆重復(fù)m序列的階數(shù)與碼元頻率，實(shí)現(xiàn)0.001 Hz～10 kHz 頻率范圍的有效覆蓋，編碼頻點(diǎn)密度遠(yuǎn)高于現(xiàn)有變頻法頻點(diǎn)密度。

2)通過改進(jìn)的V-I轉(zhuǎn)換電路，實(shí)現(xiàn)最小1 μA的精密電流信號輸出，并在1 μA～20 mA范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，可精確控制電流強(qiáng)度，避免非線性效應(yīng)。

3)發(fā)送系統(tǒng)最高可驅(qū)動阻抗為107Ω 的負(fù)載，可較大程度滿足巖礦石標(biāo)本電阻率在10～105Ω·m范圍的驅(qū)動需求，同時滿足測量時發(fā)送電流穩(wěn)定性需求。

在測試過程中發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)仍存在不足之處，主要體現(xiàn)在：

1)負(fù)載阻抗大于1 MΩ時，會因系統(tǒng)輸出頻帶寬度降低，在1～10 kHz 產(chǎn)生一定輸出誤差，此時可以通過頻率校正來減小該系統(tǒng)誤差，本文中對該校正方法僅進(jìn)行初步討論。

2)標(biāo)定工作中搭建的阻容模型器件精度及其擬合方法均可進(jìn)行相應(yīng)改進(jìn)，獲取更高標(biāo)定精度，從而進(jìn)一步消除系統(tǒng)誤差。

本精密電流信號發(fā)送系統(tǒng)的直流恒流輸出的電流波動范圍小于0.5%，標(biāo)定后的交流測量精度相對誤差小于0.5%，達(dá)到了較高精度水平，可滿足巖礦石頻域電性參數(shù)測量要求。