陳 曉，趙亞東，張 瑜

（安陽工學(xué)院機(jī)械工程學(xué)院，安陽455000）

交直交變換器可廣泛應(yīng)用于各種工業(yè)電力產(chǎn)品設(shè)計(jì)，如電能質(zhì)量調(diào)節(jié)器、潮流控制器、電力電子變壓器和電動汽車充電樁等[1-5]。單相交直交變換器可實(shí)現(xiàn)交流電能質(zhì)量調(diào)節(jié)，以保護(hù)敏感負(fù)載如計(jì)算機(jī)、牽引電氣設(shè)備、通信設(shè)備和充電設(shè)備等免受干擾的影響。

文獻(xiàn)[6-8]中提出了三橋臂單相交直交變換器，整流器和逆變器共享一個公共橋臂， 相對于文獻(xiàn)[9-11]所描述的四橋臂單相交直交變換器，可顯著減少開關(guān)器件數(shù)量和提高裝置功率密度，文獻(xiàn)[8]基于H∞控制理論， 建立了系統(tǒng)的周期平均模型，并設(shè)計(jì)了最優(yōu)H∞輸出動態(tài)反饋控制器，但控制算法復(fù)雜度高，且只有仿真分析，無實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。 文獻(xiàn)[12]指出，三橋臂交直交變換器中公共橋臂為負(fù)載諧波提供了一條額外的電流路徑， 故可提高功率因數(shù)。同時(shí)，互異向電流在公共橋臂中相互抵消，使得電流幅值最小，從而優(yōu)化導(dǎo)通損耗，但整流和逆變橋臂仍會產(chǎn)生與四橋臂變換器相同的損耗。 近年來，三電平電路拓?fù)涞玫搅藦V泛研究，與兩電平拓?fù)湎啾?，其開關(guān)器件只是承擔(dān)了一半的電壓應(yīng)力，優(yōu)化了開關(guān)損耗，降低了諧波。 為此，文獻(xiàn)[13-15]將單相三橋臂交直交變換器拓?fù)渲姓髌骱湍孀兤鳂虮凵墳橹悬c(diǎn)箝位型三電平電路以減少開關(guān)損耗，而文獻(xiàn)[15]還利用冗余矢量實(shí)現(xiàn)了均壓的一維空間矢量脈寬調(diào)制算法，但算法并未考慮損耗問題，由于橋臂電流必須流過2 個開關(guān)器件[16]，故此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)存在更高的導(dǎo)通損耗，且內(nèi)外開關(guān)器件的損耗也存在分布不均的問題。

基于前述研究， 本文設(shè)計(jì)了一種新型基于SiC MOSFET 的高效率單相三電平三橋臂變換器， 其T型三電平橋臂較之中點(diǎn)箝位型三電平橋臂，可有效減小功率開關(guān)器件的使用，具有減小導(dǎo)通損耗的優(yōu)勢[17-18]。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，基于功率開關(guān)器件的電力電子裝置在能量傳輸效率、功率密度和價(jià)格成本等方面的要求越來越高， 與Si MOSFET 相比，SiC MOSFET 擊穿電壓強(qiáng)度高、損耗低和熱導(dǎo)率高，可用在高電壓、高開關(guān)頻率和高功率密度場景，市場前景廣闊，隨著量產(chǎn)增速，性價(jià)比趨于更合理，使用率更高[19]。 為此，本文將T 型橋臂中的外開關(guān)使用SiC MOSFET 代替Si MOSFET， 降低開關(guān)損耗，新型變換器可實(shí)現(xiàn)高效率，同時(shí)還可以工作在更高的開關(guān)頻率下，諧波性能更好。

1 變換器的運(yùn)行和控制

圖1 為本文所提的新型變換器拓?fù)?，變換器包含有2 個T 型三電平橋臂和一個公共橋臂， 其中：公共橋臂包含開關(guān)管S1和S2，同步其輸入電壓以降低開關(guān)損耗； 整流橋臂由開關(guān)管S1a、S2a、S3a和S4a組成； 右側(cè)T 型三電平橋臂包含開關(guān)管S1b、S2b、S3b和S4b、 其逆變輸出保持與輸入電壓同相；vg和ig分別為電網(wǎng)電壓和電流，Lg為輸入電感，C1和C2為直流側(cè)電容，Vd為直流電壓，Lo為輸出電感，Co為輸出電容，vo和io分別為輸出電壓和輸出電流， 點(diǎn)a、b間的電壓為vab，流過S1a的電流為iS1a，流過S2a和S4a的電流為iS24a，流過S3a的電流為iS3a。S1a、S2a、S3a和S4a為SiC MOSFET，其余開關(guān)管為Si MOSFET。

圖1 新型單相三電平三橋臂交直交變換器拓?fù)銯ig. 1 Topology of novel single-phase three-level three-leg AC/DC/AC converter

考慮到所提變換器中整流器和逆變器具有完全對稱的結(jié)構(gòu)，故在電路工作模態(tài)分析時(shí)，只以整流器為例詳細(xì)分析，逆變器類似，不再贅述。圖2 給出了整流器的6 個工作模式。

由圖2 可見，公共橋臂的上下開關(guān)管由輸入電壓的極性進(jìn)行控制， 即在輸入電壓正半周期，S2導(dǎo)通，S1斷開， 而另外半個周期，S1導(dǎo)通，S2斷開。 因此，開關(guān)S1的占空比D1為

開關(guān)管S1a和S2a與開關(guān)管S3a和S4a的開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)， 故僅需確定2 個開關(guān)管的占空比即可控制整流器。 定義S1a的穩(wěn)態(tài)占空比為Dn1a，S4a的穩(wěn)態(tài)占空比為Dn4a。圖2（a）～（f）分別對應(yīng)6 組有效開關(guān)狀態(tài)組合，其中：vab為五電平電壓，即Vd、Vd/2、0、-Vd/2 和-Vd；vg由五電平分為4 部分， 也即整流器的模式1（Vd/2

模式1 的電路對應(yīng)圖2（a）和圖2（b）。 S1a導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)對應(yīng)的電感電壓vL為

因模式1 下Vd/20。 基于電感伏秒平衡原理，可推導(dǎo)S1a的穩(wěn)態(tài)占空比Dn1a為

模式1 中S3a始終關(guān)斷，S4a始終導(dǎo)通， 則開關(guān)S4a的穩(wěn)態(tài)占空比Dn4a為

其他模式以此類推，各模式中S1a、S4a的穩(wěn)態(tài)占空比如下。

圖2 新型單相三電平三橋臂變換器中的整流器工作模式Fig. 2 Operating mode of rectifier in the novel single-phase three-level three-leg converter

進(jìn)一步，必須將控制占空比ΔD 添加到穩(wěn)態(tài)占空比中，以控制并網(wǎng)電流ig。 以對模式1 詳細(xì)討論為例， 其他模式中ΔD 的計(jì)算方式是完全相同的。由式（2）可得出一個開關(guān)周期內(nèi)Ls的平衡式為

式中：Ts為開關(guān)周期；Δig為并網(wǎng)電流的變化量。 則可推導(dǎo)出S1a的占空比D1a為

式（11）中等號右側(cè)第1 項(xiàng)和模式1 的穩(wěn)態(tài)占空比Dn1a的表達(dá)式一致，故第2 項(xiàng)即為控制占空比ΔD，表示為

從而式（11）可重寫為

ΔD 用于跟蹤并網(wǎng)電流參考i*g。

圖3 vab、vg、ig、iS1a、iS24a 和iS3a 的波形示意Fig. 3 Schematic of waveforms of vab, vg, ig,iS1a, iS24a and iS3a

圖4 為變換器的控制器框圖。 圖4 中直流電壓平衡通過調(diào)節(jié)參考并網(wǎng)電流i*g實(shí)現(xiàn)， 也即將計(jì)算得到的直流電容C1和C2間的電壓差乘以控制系數(shù)kpbal后加到并網(wǎng)電流參考i*g上。ΔD 直接用于并網(wǎng)電流控制，使其跟蹤電網(wǎng)電流參考i*g。 Dn被用作前饋電壓補(bǔ)償器，其使整流器的輸入ΔD 與輸出|is|間的關(guān)系成為易于控制的一階線性動態(tài)系統(tǒng)，如式（12）所示。 換言之，穩(wěn)態(tài)占空比Dn的增加使得控制性能通過預(yù)設(shè)工作點(diǎn)得到改善， 并優(yōu)化了輸入電流波形。 逆變橋臂的控制框圖在圖4 中下半部分，其中輸出電壓vo通過PI 控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)， 逆變器的占空比Di為

式中：m 為電壓控制器的輸出；|sin（ωt）|是正弦參考值。 電流限幅器可限制輸出電流幅值，以防止接入連接脈沖負(fù)載（如電容性整流器）時(shí)逆變器輸出過大的負(fù)載電流。

圖4 控制器框圖Fig. 4 Block diagram of the controller

2 變換器損耗分析

新型變換器的效率是設(shè)計(jì)的核心關(guān)鍵點(diǎn)?；跀?shù)據(jù)手冊和測量得到的數(shù)據(jù)對變換器的損耗進(jìn)行詳細(xì)分析，并與其他拓?fù)渥儞Q器進(jìn)行對比。 功率計(jì)算基于如下假設(shè)：①整流器和逆變器的功率因數(shù)近似為1，因此流經(jīng)公共橋臂的電流幅值微小，故公共橋臂上開關(guān)的導(dǎo)通損耗可近似認(rèn)為0；②公共橋臂上的開關(guān)損耗可忽略不計(jì)，因?yàn)楣矘虮凵祥_關(guān)以工頻運(yùn)行，并在輸入電壓的過零點(diǎn)開關(guān)；③整流器和逆變器橋臂具有相同的損耗，因?yàn)閮烧叩碾娐方Y(jié)構(gòu)和運(yùn)行模式相同。

2.1 導(dǎo)通損耗分析

如前所述，T 型三電平橋臂在不同工作模式下使用不同的開關(guān)管，每個開關(guān)管上的電流波形如圖3 所示。 則單位功率因數(shù)下vg和ig可分別表示為

式中：Vg和Ig分別為電網(wǎng)電壓和電網(wǎng)電流的峰值；fg為電網(wǎng)額定頻率。 則S1a上的電流有效值為

其式中：iS1ar為開關(guān)S1a上的電流有效值；Tg為工頻周期。 假設(shè)一個工頻周期內(nèi)包含有m 個開關(guān)周期，將式（17）中的積分項(xiàng)擴(kuò)展為若干開關(guān)周期積分項(xiàng)之和，即

為了便于計(jì)算傳導(dǎo)損耗，在整個開關(guān)周期期間內(nèi)將電網(wǎng)電流ig視為常數(shù)， 因?yàn)殚_關(guān)周期時(shí)間較短，期間電網(wǎng)電流ig的變化可忽略，不會顯著影響計(jì)算結(jié)果。 第k 個開關(guān)周期內(nèi)對i2S1a（t）積分，有

式中，D1a[k]為第k 個開關(guān)周期中開關(guān)S1a的占空比。S1a僅在模式1 和3 下工作，故式（19）可表示為

可得iS1ar以及S1a的導(dǎo)通損耗PS1acon分別為

式中，rdsS1a為S1a的通態(tài)電阻， 其數(shù)值可通過開關(guān)器件手冊查閱。同理可得到開關(guān)S2a的導(dǎo)通損耗PS2acon。S3a和S1a的工作模式相同，導(dǎo)通損耗也一致。 同理，S2a和S4a的導(dǎo)通損耗也相等。因此，變換器的總導(dǎo)通損耗Pcon為

2.2 開關(guān)損耗分析

圖5 為模式1 下Ts內(nèi)S1a和S2a上的電壓和電流波形。圖中，第k 個開關(guān)周期內(nèi)S1a開通和關(guān)斷時(shí)峰值電流Ipon和Ipoff分別為

圖5 近似為三角形中的陰影區(qū)域即為開通和關(guān)斷損耗，故第k 次開通和關(guān)斷的開關(guān)損耗WonS1a[k]和WoffS1a[k]可推導(dǎo)為

式中：tonS1a和toffS1a分別為開關(guān)S1a的開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間；Coss為寄生電容，其數(shù)值可通過開關(guān)器件手冊查閱。 因此， 開關(guān)S1a的開通損耗PonS1a和關(guān)斷損耗PoffS1a可計(jì)算為

類似方法可計(jì)算S2a的開通損耗PonS2a和關(guān)斷損耗PoffS2a，則總開關(guān)損耗Psw為

圖5 模式1 下一個開關(guān)周期內(nèi)暫態(tài)波形Fig. 5 Transient wavefroms during one switching period in mode 1

2.3 損耗對比

分別計(jì)算傳統(tǒng)兩電平三橋臂變換器和中點(diǎn)箝位型三電平三橋臂變換器的損耗，并與新型變換器進(jìn)行對比。 圖6 所示為不同電路拓?fù)湓陂_關(guān)頻率fs=20 kHz 和fs=30 kHz 時(shí)的損耗計(jì)算結(jié)果。 由計(jì)算結(jié)果可見：兩電平拓?fù)潆妷簯?yīng)力高，開關(guān)損耗較大；多電平拓?fù)潆妷簯?yīng)力小，故開關(guān)損耗最低，但導(dǎo)通損耗高；使用Si MOSFET 后可顯著降低導(dǎo)通損耗，但由于使用了高額定電壓的MOSFET， 基于Si MOSFET 的T 型三電平三橋臂變換器的開關(guān)損耗更大，如圖6（b）所示，當(dāng)開關(guān)頻率升高時(shí)，這個差值將變得更大；使用SiC MOSFET 代替Si MOSFET可顯著緩解該問題，即顯著降低開關(guān)損耗。

圖6 損耗計(jì)算結(jié)果對比Fig. 6 Comparison of calculation result of loss

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在實(shí)驗(yàn)室搭建了額定功率為3 kW 的單相三電平三橋臂變換器原理樣機(jī)，如圖7 所示，并進(jìn)行了測試。 控制算法基于微芯公司的DSP 芯片DSPIC 33EP256MU810 實(shí)現(xiàn)，MOSFET 的驅(qū)動電路為HCPL-316J，控制電路板上所有開關(guān)的電源都通過變壓器隔離。 實(shí)驗(yàn)參數(shù)和器件型號見表1 和表2。

表1 變換器參數(shù)Tab.1 Parameters of the converter

表2 變換器開關(guān)器件型號Tab. 2 Types of switching devices in the converter

值得一提的是，將單相三電平三橋臂變換器中的T 型橋臂外開關(guān)采用SiC MOSFET 代替Si MOSFET 以降低開關(guān)損耗的同時(shí)，將顯著提高開關(guān)頻率至20 kHz（實(shí)驗(yàn)中最高達(dá)到30 kHz），而常規(guī)單相三電平三橋臂變換器的開關(guān)頻率通常在5～10 kHz[11-12]。 考慮到輸出諧波將主要為開關(guān)頻率倍頻處邊帶諧波，故優(yōu)化輸出LC 濾波器參數(shù)Lo和Co分別為1 mH 和6.8 μF， 則截止頻率為19.3 kHz。 對比常規(guī)單相三電平三橋臂變換器，輸出濾波器的無源元件體積和重量將顯著降低， 而網(wǎng)側(cè)濾波電感與負(fù)載側(cè)一致，即Ls=Lo=1 mH。對于直流支撐電容， 參數(shù)計(jì)算方法和常規(guī)單相三電平三橋臂變換器類似，可參見文獻(xiàn)[11-12]，本文中選取為C1=C2=680 μF。

對于驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)， 可遵循以下設(shè)計(jì)原則：①Si MOSFET 開通所需門極電荷較小，總體驅(qū)動功率設(shè)計(jì)值無需太高；②Si MOSFET 的開通電壓高于Si MOSFET 器件，故設(shè)計(jì)門極驅(qū)動電壓Vgs為18 V～20 V（雖然開啟電壓小，但驅(qū)動電壓只有達(dá)到18 V～20 V 時(shí)才能使Si MOSFET 完全開通）；③考慮到誤觸發(fā)耐性稍差，驅(qū)動器需設(shè)置負(fù)壓，防止其誤觸發(fā)。

圖8 為穩(wěn)態(tài)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)波形，其中：圖8（a）中vab為五電平電壓，而vg和ig同相，保持了單位功率因數(shù)，且ig正弦度好；圖8（b）中，滿載條件下直流電壓Vd保持了恒定，而輸出電壓vo與電網(wǎng)電壓vg接近同相。

圖8 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig. 8 Steady-state experimental results

圖9 為電網(wǎng)電壓和負(fù)載擾動下Vd、vo、ig和vg的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。 其中，圖9（a）中vg從220 V 階躍至240 V，圖9（b）中vg從240 V 階躍至220 V，圖9（c）中負(fù)載從1.5 kW 階躍至3.0 kW，圖9（d）中負(fù)載從3.0 kW 階躍至1.5 kW。 動態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了控制器對擾動的魯棒性。

圖10 所示為不同負(fù)載率下開關(guān)頻率為20 kHz和30 kHz 時(shí)的效率測試結(jié)果。 從結(jié)果可看出，開關(guān)頻率20 kHz 和30 kHz 下新型變換器的最大效率分別為99%和98.7%，在額定功率時(shí)效率分別為98.6%和98.4%，這說明了變換器的低損耗性能。 從實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)一步看變換器電路寄生參數(shù)（如引線電感等）對變換器輸出影響較小，是因?yàn)樽儞Q器電流小，可忽略寄生參數(shù)的影響，但工程實(shí)際時(shí)，功率提升則需考慮系統(tǒng)集成以降低寄生參數(shù)。

圖9 動態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig. 9 Dynamic experimental results

圖10 變換器效率測試結(jié)果Fig. 10 Test results of converter efficiency

4 結(jié)論

圍繞小功率單相交直交變換器的效率優(yōu)化，設(shè)計(jì)了一種基于SiC MOSFET 的高效率單相三電平三橋臂變換器。通過電路設(shè)計(jì)、控制器設(shè)計(jì)、損耗分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，可得結(jié)論如下。

（1）新型變換器采用了2 個T 型三電平橋臂，且外開關(guān)使用SiC MOSFET，可顯著降低損耗，提高變換器效率。

（2）新型變換器中保留了傳統(tǒng)公共橋臂，其以工頻運(yùn)行，不增加額外損耗，而整流器和逆變器采用三電平拓?fù)淇商岣咧C波性能。

（3）與其他2 種拓?fù)渥儞Q器的損耗計(jì)算結(jié)果對比顯示，基于SiC MOSFET 的新型變換器的運(yùn)行效率最高。

（4）額定功率3 kW 的變換器原理樣機(jī)的測試結(jié)果表明， 在20 kHz 開關(guān)頻率下， 最大效率可達(dá)99%，額定負(fù)載下效率可達(dá)98.6%。

（5）后續(xù)研究的方向?qū)⑹轻槍ψ儞Q器負(fù)載側(cè)帶非線性負(fù)載時(shí)的諧波優(yōu)化設(shè)計(jì)。