朱明星，張曉剛

（教育部電能質(zhì)量工程研究中心（安徽大學(xué)），合肥230601）

據(jù)高工產(chǎn)研鋰電研究所GGII 調(diào)研數(shù)據(jù)顯示，2014 年LED 全球通用照明市場(chǎng)為807 億美元，2015 年為849 億美元，同比增長(zhǎng)5.2%，預(yù)計(jì)2019年LED 全球通用照明市場(chǎng)規(guī)模將突破1 000 億美元，2014—2019 年年均復(fù)合增長(zhǎng)率為5.3%。LED 行業(yè)作為我國(guó)重點(diǎn)扶持的行業(yè)，市場(chǎng)規(guī)模也在不斷擴(kuò)大， 其中LED 通用照明作為L(zhǎng)ED 各應(yīng)用行業(yè)中最主要的市場(chǎng)，近七年復(fù)合增長(zhǎng)率高達(dá)59.4%。

LED 具有工作電壓低、 壽命長(zhǎng)和能耗低的特征，已被廣泛運(yùn)用到照明和背光等領(lǐng)域。 常用LED驅(qū)動(dòng)電路分為： 電阻限流驅(qū)動(dòng)、 線性驅(qū)動(dòng)和開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。其中開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路能效轉(zhuǎn)換最高、輸出電壓電流穩(wěn)定，在LED 驅(qū)動(dòng)電路中占比最多。 開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)是一種通過(guò)高頻開(kāi)關(guān)方式來(lái)進(jìn)行電能轉(zhuǎn)換的低功耗驅(qū)動(dòng)電路，在工業(yè)控制及家電領(lǐng)域得到了普遍使用[1]。 隨著越來(lái)越多新型電器設(shè)備接入電網(wǎng)，向電網(wǎng)注入的2～150 kHz 超高次諧波越來(lái)越多，由此造成的電磁干擾問(wèn)題將會(huì)不斷增多，產(chǎn)生的危害也勢(shì)必越發(fā)嚴(yán)重[2]。 在2013 年電氣與電子工程師協(xié)會(huì)IEEE（Institute of Electrical and Electronic Engineers）電力與能源國(guó)際會(huì)議上首次將電力系統(tǒng)電壓電流中的高頻成分定義為超高次諧波（supraharmonics）。 當(dāng)前，國(guó)內(nèi)外對(duì)電器自動(dòng)化設(shè)備電力電子化伴生的超高次諧波電能質(zhì)量問(wèn)題進(jìn)行了一些測(cè)試和仿真分析，但仍處于起步階段[3-7]。

文獻(xiàn)[8]對(duì)光伏逆變器、風(fēng)機(jī)變頻器、電動(dòng)汽車充電樁等典型超高次諧波源的特點(diǎn)進(jìn)行了梳理和歸納，并結(jié)合傳統(tǒng)電能質(zhì)量概念，從頻域、時(shí)域、時(shí)-頻域給出了超高次諧波發(fā)射標(biāo)準(zhǔn)的一些建議指標(biāo)；文獻(xiàn)[9]對(duì)電動(dòng)汽車充電樁變流器的網(wǎng)側(cè)諧波發(fā)射特性進(jìn)行了分析，通過(guò)仿真給出了變流器網(wǎng)側(cè)超高次諧波的頻譜分布規(guī)律，并說(shuō)明了載波頻率對(duì)超高次諧波的影響，但未究其原因作出相應(yīng)論述；文獻(xiàn)[10]主要對(duì)現(xiàn)有超高次諧波測(cè)量、分析方法和標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行了比較，并對(duì)超高次諧波的一次發(fā)射和二次發(fā)射進(jìn)行了分析，提出了幾種估算超高次諧波貢獻(xiàn)度的思路；文獻(xiàn)[11]通過(guò)大量的測(cè)量和分析，歸納出了低壓電網(wǎng)中超高次諧波的產(chǎn)生原因和傳播特性，但文章僅對(duì)電網(wǎng)中超高次諧波源進(jìn)行了分類，缺少對(duì)諧波源內(nèi)部工作原理的研究。

已有研究中通常僅關(guān)注超高次諧波源的外部發(fā)射特性，而對(duì)超高次諧波的產(chǎn)生原因及相關(guān)影響因素的理論分析鮮有涉及。本文通過(guò)對(duì)電流控制模式LED 開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路在不同工作狀態(tài)時(shí)的數(shù)學(xué)建模與仿真研究，詳細(xì)分析其超高次諧波產(chǎn)生機(jī)理及影響因素。

1 電流控制模式LED 驅(qū)動(dòng)電路分析

1.1 電流控制模式LED 驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)?/h3>

常見(jiàn)的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路有推挽式、正激式、反激式和電荷泵等多種電路結(jié)構(gòu)。不同電路結(jié)構(gòu)在采用不同控制策略后又可分為電壓控制模式和電流控制模式，考慮到LED 的V-I 特性，目前大多數(shù)LED燈具均為電流控制模式[12-13]。 本文使用雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，使驅(qū)動(dòng)電路實(shí)現(xiàn)恒流輸出。 電路拓?fù)浼翱刂撇呗苑謩e如圖1 和圖2 所示[14]。

圖中，Ls、Rs為系統(tǒng)阻抗；R1為電流檢測(cè)電阻；C1為一次側(cè)支撐電容；C2為二次側(cè)支撐電容；VD5和VD6分別為導(dǎo)向二極管和續(xù)流二極管；is為網(wǎng)側(cè)電流；ik2為流過(guò)高頻變壓器支路的電流，MOSFET高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)使得該支路產(chǎn)生高頻脈沖電流，此電流注入系統(tǒng)，是系統(tǒng)存在超高次諧波的根本原因。

圖1 電流控制模式LED 驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)銯ig. 1 LED drive circuit topology in current-controlled state

圖2 雙閉環(huán)控制原理Fig. 2 Principle of double closed-loop control

雙閉環(huán)控制工作原理為：電路采用電壓電流控制策略，外環(huán)電壓控制通過(guò)對(duì)輸出電壓采樣得到采樣電壓Udc，與參考電壓Uref比較得到誤差放大信號(hào)Ur， 此時(shí)內(nèi)環(huán)電流控制回路將流過(guò)R1的電流信號(hào)轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)UR1，與Ur進(jìn)行比較，輸出信號(hào)Uf，通過(guò)PWM 電路得到開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)。 由上述分析可得，通過(guò)改變R1的阻值，能夠限定輸出電流的閾值。 這使得內(nèi)環(huán)控制的響應(yīng)速度遠(yuǎn)大于外環(huán)控制，因?yàn)橐淮蝹?cè)電流的變化瞬間便會(huì)引起UR1的變化。該控制策略在恒壓控制的基礎(chǔ)上加入了內(nèi)環(huán)電流控制，使電路輸出電流穩(wěn)定。

1.2 實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)

本文結(jié)合LED 燈具實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)， 對(duì)其超高次諧波發(fā)射特性進(jìn)行分析，LED 燈具參數(shù)見(jiàn)表1。

驅(qū)動(dòng)電路采用HV9910B 型驅(qū)動(dòng)芯片， 其工作頻率可通過(guò)外接定時(shí)電阻來(lái)自行設(shè)定， 設(shè)計(jì)IC 工作頻率為40 kHz 左右[15]。 使用電能質(zhì)量測(cè)試分析儀IPQ-1 得到LED 燈具網(wǎng)側(cè)電流波形及超高次諧波波形，如圖3 所示。

從LED 網(wǎng)側(cè)電流波形可以看出， 電流下降沿存在豐富的超高次諧波電流， 主要頻帶分布如圖4所示。 驅(qū)動(dòng)芯片工作頻率在40 kHz 左右，所以開(kāi)關(guān)支路超高次諧波電流頻帶主要分布在40 kHz 及其整數(shù)倍附近，而網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流頻帶僅存在于40 kHz 左右， 因?yàn)?0 kHz 及以上頻帶處濾波電容的阻抗ZC1與系統(tǒng)阻抗Zs存在以下關(guān)系：ZC1<

表1 A 品牌16 W LED 燈具參數(shù)Tab. 1 Parameters of 16 W LED lamp of Brand A

圖3 LED 燈具實(shí)測(cè)電流波形與超高次諧波波形Fig. 3 Measured current waveform and supraharmonics waveform of LED lamp

圖4 開(kāi)關(guān)頻率處頻譜分布Fig. 4 Frequency spectrum distribution at switching frequency

2 超高次諧波產(chǎn)生機(jī)理

2.1 整流電路導(dǎo)通初相角與導(dǎo)通角的求解

二極管VD1和VD4在系統(tǒng)電壓過(guò)零點(diǎn)θ 角后導(dǎo)通，再經(jīng)過(guò)導(dǎo)通角δ 后，整流橋被電容C1反向關(guān)斷， 其后由電容C1為后端電路供電。 導(dǎo)致電容C1兩端電壓下降的根本原因是后端電路有功消耗，在研究整流電路導(dǎo)通初相角θ 與導(dǎo)通角δ 時(shí)，按照功率等效的原則， 將該部分電路近似等效為電阻R3，R3=K2U2ref/P， 其中：K 為高頻變壓器變比；P 為L(zhǎng)ED功率。

整流電路導(dǎo)通初相角θ 與導(dǎo)通角δ 求解方程為

式中，ω 為系統(tǒng)工頻電壓角頻率。 在相關(guān)參數(shù)已知的前提下，采用牛頓迭代法即可求出對(duì)應(yīng)的δ 和θ。

2.2 開(kāi)關(guān)支路電流及開(kāi)關(guān)時(shí)刻的求解

電網(wǎng)中超高次諧波產(chǎn)生原因已在上文做了簡(jiǎn)要說(shuō)明，現(xiàn)通過(guò)對(duì)MOSFET 導(dǎo)通時(shí)的LED 開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路建模研究， 來(lái)分析網(wǎng)側(cè)超高次諧波含量的影響因素。 圖5 為MOSFET 導(dǎo)通時(shí)的LED 等效驅(qū)動(dòng)電路。

MOSFET 高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)會(huì)產(chǎn)生高頻脈沖電流，該電流一部分流入濾波電容器C1，其余部分流入電網(wǎng)。 對(duì)0～T/2 內(nèi)任意一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，MOSFET 導(dǎo)通時(shí)電路狀態(tài)方程為

式中：ik為0～T/2 內(nèi)流過(guò)開(kāi)關(guān)支路的電流；ΔU 為L(zhǎng)ED 兩端電壓波動(dòng)范圍；t1為開(kāi)關(guān)管閉合時(shí)刻；T 為電網(wǎng)工頻電壓周期；fc為開(kāi)關(guān)頻率；N0∈{1，2，…}；N∈{0，1，2，…}；D1、D2、N1、N2、N3為常量。

圖5 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)LED 等效驅(qū)動(dòng)電路Fig. 5 LED equivalent drive circuit during MOSFET conduction

MOSFET 任意開(kāi)關(guān)時(shí)刻的求解，是構(gòu)造開(kāi)關(guān)函數(shù)的前提。 其中導(dǎo)通時(shí)刻t1由開(kāi)關(guān)頻率fc決定，關(guān)斷時(shí)刻t2由LED 兩端電壓波動(dòng)決定。 MOSFET 關(guān)斷瞬間電路狀態(tài)方程為

設(shè)t2時(shí)刻電容C1兩端電壓為Ut2，則有

2.3 驅(qū)動(dòng)電路開(kāi)關(guān)函數(shù)的構(gòu)造及網(wǎng)側(cè)超高次諧波計(jì)算

開(kāi)關(guān)支路會(huì)產(chǎn)生高頻脈沖電流ik2，但只有整流橋?qū)〞r(shí)該電流才會(huì)注入系統(tǒng)。 上文已對(duì)MOSFET任意開(kāi)關(guān)時(shí)刻進(jìn)行了求解。由此可以推導(dǎo)影響網(wǎng)側(cè)超高次諧波含量的開(kāi)關(guān)函數(shù)表達(dá)式為

其中：Sk=1 時(shí)，表示整流橋VD1、VD4支路與MOSFET均導(dǎo)通；Sk=0 時(shí)，表示整流橋關(guān)斷或MOSFET 關(guān)斷；Sk=-1 時(shí)，表示整流橋VD2、VD3支路與MOSFET 均導(dǎo)通。 在整流橋?qū)〞r(shí)，|Sk|=1 等同于MOSFET 導(dǎo)通，控制信號(hào)與ik2和Udc的關(guān)系如圖6 所示。

圖6 控制信號(hào)與ik2 及Udc 關(guān)系Fig. 6 Relationship among control signal, ik2, and Udc

在t1時(shí)刻給MOSFET 觸發(fā)信號(hào)，開(kāi)關(guān)支路有電流流過(guò)，LED 兩端電壓上升，t2時(shí)刻觸發(fā)信號(hào)消失，該支路電流降為0，LED 兩端電壓下降。

開(kāi)關(guān)支路電流直接由流過(guò)LED 的電流決定，由于本文采用了恒流式控制策略，可將開(kāi)關(guān)支路的電流等效為受控電流源ik2，可對(duì)此作出論證，等效電路如圖7 所示。圖中ik2= idc/K，令系統(tǒng)阻抗Zs=Rs+jnωLs，濾波電容C1容抗Zc1=-j/nωC。 則網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流ik3的表達(dá)式為

則電流ik3的有效值可表示為

圖7 超高次諧波源模型Fig. 7 Supraharmonics source model

可以看出，LED 驅(qū)動(dòng)電路網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流主要由系統(tǒng)阻抗Zs、濾波電容Zc1、開(kāi)關(guān)頻率fc、LED等值阻抗R2以及系統(tǒng)工頻電壓頻率ω 決定。 隨著系統(tǒng)阻抗Zs的增大， 由于分流作用超高次諧波電流會(huì)更多流入濾波電容C1， 使網(wǎng)側(cè)諧波含量降低，濾波電容C1的變化也會(huì)產(chǎn)生同樣效果；開(kāi)關(guān)頻率fc的增大會(huì)使開(kāi)關(guān)支路超高次諧波電流ik3的頻率升高，導(dǎo)致系統(tǒng)等效阻抗增大與濾波電容等效阻抗減小，從而對(duì)注入系統(tǒng)的超高次諧波電流含量產(chǎn)生影響；電網(wǎng)工頻電壓角頻率ω 通過(guò)改變整流電路導(dǎo)通角δ，對(duì)注入系統(tǒng)的諧波電流含量產(chǎn)生影響。

3 超高次諧波發(fā)射特性仿真驗(yàn)證

3.1 仿真數(shù)據(jù)分析

為驗(yàn)證上述理論分析的正確性， 本文基于Matlab/Simulink 搭建LED 驅(qū)動(dòng)電路仿真模型，電路采用雙閉環(huán)控制方式。整流橋?qū)〞r(shí)對(duì)應(yīng)電壓電流關(guān)系如圖8 所示。圖8 中，us為系統(tǒng)電壓，uc1為支撐電容兩端電壓，ik4為整流橋?qū)〞r(shí)開(kāi)關(guān)支路電流。考慮到超高次諧波的頻率特性，可通過(guò)在網(wǎng)側(cè)串聯(lián)小電抗器，來(lái)抑制網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流ish。 裝設(shè)小電抗器前后網(wǎng)側(cè)電流及其中包含的超高次諧波電流波形如圖9 所示。

圖8 整流橋?qū)〞r(shí)對(duì)應(yīng)電壓電流關(guān)系Fig. 8 Relationship between voltage and current during rectifier bridge conduction

圖9 網(wǎng)側(cè)電流及超高次諧波電流波形Fig. 9 Waveforms of grid-side current and supraharmonics current

由圖8 可以看出，Ton時(shí)段系統(tǒng)電壓絕對(duì)值|us|等于支撐電容兩端電壓uc1，整流橋?qū)?，開(kāi)關(guān)支路高頻脈沖電流ik4會(huì)在此段時(shí)間注入電網(wǎng)；Toff時(shí)段系統(tǒng)電壓絕對(duì)值|us|小于支撐電容兩端電壓uc1，整流橋關(guān)斷， 由支撐電容C1為后端電路供電，uc1下降。 開(kāi)關(guān)支路由于MOSFET 高頻工作狀態(tài)，該支路形成了高頻脈沖電流，如圖10 所示。 流過(guò)LED 電流及其兩端電壓波形如圖11 所示。

圖10 開(kāi)關(guān)支路電流波形Fig. 10 Current waveform in switching branch

圖11 LED 支路電壓、電流波形Fig. 11 Waveforms of voltage and current in LED branch

電路通過(guò)外環(huán)電壓控制使LED 兩端電壓波動(dòng)不超過(guò)1%，同時(shí)通過(guò)內(nèi)環(huán)電流控使流過(guò)LED 的電流波動(dòng)不超過(guò)額定值的3%， 通過(guò)該控制方式可以起到較好的恒流穩(wěn)壓作用。

3.2 超高次諧波源驗(yàn)證

上文論述了將超高次諧波源等效為受控電流源的原因，現(xiàn)通過(guò)仿真進(jìn)一步驗(yàn)證其正確性。 各支路超高次諧波電流含量如圖12 所示。圖12 中3 條曲線分別為濾波電容支路超高次諧波電流含量Ic1，注入系統(tǒng)超高次諧波電流含量Id以及開(kāi)關(guān)支路超高次諧波電流含量Ik2。

由圖12 可以看出， 隨著系統(tǒng)阻抗Zs的增大，流入濾波電容C1的超高次諧波電流Ic1逐漸增加，注入系統(tǒng)的超高次諧波電流Id逐漸減少，且滿足基爾霍夫電流定律：Ik2=Ic1+Id。 而在Zs變化過(guò)程中，開(kāi)關(guān)支路超高次諧波電流含量Ik2始終不變， 故將該支路看作受控電流源。

圖12 各支路超高次諧波電流含量Fig. 12 Supraharmonics current content in each branch

3.3 各參數(shù)對(duì)網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量的影響

LED 驅(qū)動(dòng)電路網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量受到多重參數(shù)影響，由式（9）可得其中主要影響因素有：系統(tǒng)阻抗Zs，濾波電容Zc1，開(kāi)關(guān)頻率fc，LED 等值阻抗R2，以及系統(tǒng)工頻電壓頻率ω 等。 由于工頻電壓頻率ω 變化不大，故忽略其對(duì)Ik3的影響。系統(tǒng)阻抗Zs及濾波電容C1對(duì)網(wǎng)側(cè)超高次諧波的影響如圖13所示。

圖13 系統(tǒng)阻抗與濾波電容對(duì)網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量影響Fig. 13 Influences of system impedance and filter capacitor on grid-side supraharmonics current content

電容C1與系統(tǒng)阻抗Zs的增大均會(huì)減小網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量，且在電容C1較小時(shí)，系統(tǒng)阻抗對(duì)網(wǎng)側(cè)超高次諧波含量影響并不明顯， 符合式（9）所描述的超高次諧波特征。 圖13 也為超高次諧波的治理提供了一些思路，如：在做驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)綜合考慮元件參數(shù)對(duì)超高次諧波發(fā)生量的影響；利用超高次諧波的頻率特性，通過(guò)在網(wǎng)側(cè)串聯(lián)小電感，便可很好地抑制網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量。

網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流主要來(lái)自于開(kāi)關(guān)支路，由于該支路上MOSFET 高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，造成了高頻脈沖電流。網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量與開(kāi)關(guān)頻率的關(guān)系如圖14 所示。隨著開(kāi)關(guān)頻率fc的增大，網(wǎng)側(cè)超高次諧波含量逐漸降低，因?yàn)閒c增大會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)支路電流頻率升高，進(jìn)而影響濾波電容支路與網(wǎng)側(cè)的等效阻抗，使超高次諧波更多注入濾波電容C1。 注入電網(wǎng)的超高次諧波由兩部分組成：ik2分流到電網(wǎng)中的超高次諧波；整流電路產(chǎn)生的微量2～5 kHz 超高次諧波。 其中第二部分無(wú)法被直流側(cè)濾波電容C1濾除，使得fc增大到一定值后網(wǎng)側(cè)超高次諧波含量基本不變。

圖14 開(kāi)關(guān)頻率對(duì)網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流影響Fig. 14 Influences of switching frequency on grid-side supraharmonics current

4 實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)分析

對(duì)LED 燈具進(jìn)行測(cè)試分析，其參數(shù)見(jiàn)表2。

表2 A 品牌10 W LED 燈具參數(shù)Tab. 2 Parameters of 10 W LED lamp of Brand A

驅(qū)動(dòng)電路采用HV9910B 型驅(qū)動(dòng)芯片， 使用220 V/50 Hz 標(biāo)準(zhǔn)源為驅(qū)動(dòng)電路供電，圖15 和圖16分別給出了網(wǎng)側(cè)不加電抗器與加電抗器時(shí)LED 電流波形，其中電抗器L=1 mH。

由圖15 可見(jiàn)，LED 并網(wǎng)側(cè)無(wú)電抗器LED 電流波形的下降沿存在豐富的超高次諧波電流。由于系統(tǒng)阻抗較小，當(dāng)諧波源功率較大時(shí)將會(huì)有大量超高次諧波注入系統(tǒng)。利用上文所提的恒流式諧波源模型，可以通過(guò)增加網(wǎng)側(cè)阻抗，來(lái)抑制超高次諧波注入系統(tǒng)。

圖15 并網(wǎng)側(cè)無(wú)電抗器LED 電流波形Fig. 15 Current waveform of reactor-free LED on grid-connected side

圖16 并網(wǎng)側(cè)加電抗器LED 電流波形Fig. 16 Current waveform of LED with reactor on grid-connected side

在LED 并網(wǎng)側(cè)加電抗器后，LED 電流下降沿超高次諧波受到了明顯抑制。進(jìn)一步驗(yàn)證了上文分析的正確性。

為減小測(cè)量誤差使用驅(qū)動(dòng)電路同時(shí)對(duì)7 個(gè)同功率LED 供電。 在網(wǎng)側(cè)接入0.1、0.2、0.3、0.4、0.5 Ω電阻模擬系統(tǒng)阻抗，可以得到網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量、濾波電容支路超高次諧波電流含量以及開(kāi)關(guān)支路超高次諧波電流含量，如表3 所示。

由表3 可見(jiàn)，隨著外接阻抗變化，開(kāi)關(guān)支路超高次諧波電流含量基本不變，該結(jié)論驗(yàn)證了上文所提受控電流源模型的合理性。通過(guò)改變驅(qū)動(dòng)芯片外接定時(shí)電阻阻值來(lái)設(shè)定驅(qū)動(dòng)電路的開(kāi)關(guān)頻率，不同開(kāi)關(guān)頻率下網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量見(jiàn)表4。

由表4 可見(jiàn)，隨著電路開(kāi)關(guān)頻率的升高，網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量呈現(xiàn)下降趨勢(shì)。該結(jié)論對(duì)上文仿真所得趨勢(shì)進(jìn)行了驗(yàn)證。

表3 系統(tǒng)阻抗對(duì)超高次諧波含量影響Tab. 3 Influences of system impedance on supraharmonics content

表4 開(kāi)關(guān)頻率對(duì)網(wǎng)側(cè)超高次諧波含量影響Tab. 4 Influences of switching frequency on grid-side supraharmonics content

5 結(jié)語(yǔ)

本文通過(guò)對(duì)電流控制模式LED 驅(qū)動(dòng)電路實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)分析及相關(guān)建模研究，推導(dǎo)出網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流開(kāi)關(guān)函數(shù)Sk，以及多重參數(shù)影響下網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量Ik3表達(dá)式。 研究發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)阻抗的變化不會(huì)對(duì)開(kāi)關(guān)支路超高次諧波含量造成影響，并在此基礎(chǔ)上提出了超高次諧波電流源等效模型。開(kāi)關(guān)頻率fc通過(guò)改變超高次諧波電流源頻率，進(jìn)而影響Zs與Zc1以及網(wǎng)側(cè)超高次諧波電流含量。 考慮到超高次諧波的頻率特性， 通過(guò)在網(wǎng)側(cè)串聯(lián)小電抗器，可對(duì)注入電網(wǎng)的超高次諧波電流起到較強(qiáng)的抑制作用。本文研究?jī)?nèi)容對(duì)開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路超高次諧波分析及并網(wǎng)超高次諧波源的治理具有參考意義。