陳景文，李曉飛，石勇，莫瑞瑞

(陜西科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，西安 710021)

0 引言

隨著智能電網(wǎng)系統(tǒng)的快速發(fā)展，基于直流電的分布式電源和微電網(wǎng)由于具有明顯的良好功能而受到越來越多的關(guān)注，例如，高功率傳輸效率、低成本、高穩(wěn)定性和易于控制等[1 - 5]。通常，這些直流接口輸入電壓較高，為了獲得最佳性能，使得高輸入電壓和高頻隔離的DC-DC變換器成為電力電子領(lǐng)域的研究熱點。在高壓應(yīng)用中，如何降低初級開關(guān)的電壓應(yīng)力是關(guān)鍵，目前由多種辦法可以解決。第一種方法是直接串聯(lián)開關(guān)，但是由于嚴(yán)重的靜態(tài)和動態(tài)電壓平衡問題，這種方法很少用于高頻應(yīng)用[6]。其次，由于初級開關(guān)上只有一半的輸入電壓應(yīng)力，三電平(three-level, TL)DC-DC轉(zhuǎn)換器是高壓應(yīng)用的合適拓?fù)鋄7]。最后，MMDCs也可用于高壓應(yīng)用[8]。MMDCs由具有輸入串聯(lián)和輸出串聯(lián)或并聯(lián)連接的模塊化單元構(gòu)建，并且由于采用模塊化結(jié)構(gòu)，可以輕松擴展到更高的電壓電平。但是許多的TLDC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，例如，二極管鉗位的TLDC，也可以擴展到更高的電壓電平。但是，正如文獻(xiàn)[8]中提到的，不僅由于動態(tài)電壓不平衡問題，而且由于初級電路結(jié)構(gòu)和調(diào)制策略的復(fù)雜性，可達(dá)到的電壓電平數(shù)量受到限制。因此，對于具有超高輸入電壓的應(yīng)用，MMDCs可能是更好的選擇。文獻(xiàn)[7]中提出并討論了半橋(half bridge, HB)MMDCs，它由兩級HB模塊構(gòu)建。目前，已提出了幾種用于更高額定輸入電壓的HB MMDC[9]。和HB MMDCs相比，F(xiàn)B MMDCs由于主要組件的電壓電流應(yīng)力較低，模塊化結(jié)構(gòu)更易于控制，因此更適合于高輸入量和大型電力行業(yè)應(yīng)用。在高壓應(yīng)用中，由于開關(guān)損耗與輸入電壓成平方關(guān)系，因此初級開關(guān)的軟開關(guān)性能是確保更高效率的關(guān)鍵。由于FB MMDCs的開關(guān)方案與兩級移相(phase-shift, PS)FB DC-DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)方案非常相似。因此，常規(guī)的兩級PS FB DC-DC轉(zhuǎn)換器的通用寬范圍軟開關(guān)解決方案可以直接用于FB MMDCs中。目前，寬范圍的軟開關(guān)FB MMDCs和這些解決方案的比較評估仍然是有趣的主題。本文分析了所提出的寬范圍軟開關(guān)FB MMDCs，討論了改進的零電壓開關(guān)(improved zero voltage switch, IZVS)FB MMDC和改進的零電壓零電流開關(guān)(improved zero voltage zero current switch, IZVZCS)FB MMDC的工作原理和相關(guān)分析，提供了對所介紹的轉(zhuǎn)換器的比較評估，最后介紹分析了實驗結(jié)果并進行了總結(jié)。

1 寬范圍的軟開關(guān)FB MMDC拓?fù)?/h2>

圖1是一個常規(guī)的FB MMDC，它由2個兩級FB單元構(gòu)成。每個單元中的開關(guān)以PS模式切換。因此，圖1中的8個開關(guān)也可分為2組，即初級和次級開關(guān)。由于只能使用存儲在漏感中的能量，因此滯后開關(guān)將很難獲得ZVS。

圖1 傳統(tǒng)的FB MMDCFig.1 Conventional FB MMDC

由于圖1與兩級PS FB DC-DC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)方案非常相似，因此也可以使用兩級PS FB DC-DC轉(zhuǎn)換器的通用寬范圍軟開關(guān)解決方案[10 - 15]。這些解決方案可以歸納為2種，分別為IZVS和零電壓零電流開關(guān)(zero voltage zero current switch, ZVZCS)。IZVS轉(zhuǎn)換器通過增加初級等效電感值或開關(guān)電流[10 - 15]來擴展次級開關(guān)的ZVS范圍。在ZVZCS轉(zhuǎn)換器中，次級開關(guān)可以通過在續(xù)流模式下重置一次電流來實現(xiàn)ZCS。根據(jù)不同的復(fù)位電壓生成方法，ZVZCS轉(zhuǎn)換器可以進一步分為2種，即一次復(fù)位和二次復(fù)位ZVZCS轉(zhuǎn)換器[12]。通常，ZVZCS解決方案更適合于帶IGBT的轉(zhuǎn)換器，因為在開關(guān)換向過程中存在較大的拖尾電流。

圖2為本文提出的IZVS FB MMDC和IZVZCS FB MMDC的電路拓?fù)?。圖2(a)中的變壓器有2個初級線圈和2個次級線圈。Do3-Do6是整流二極管。Sse1和Sse2為2個新增的輔助開關(guān)。輸出濾波器由Lo和Co構(gòu)成，Ro為負(fù)載電阻。圖2(b)中，CBL1和CBL2被設(shè)計為一個特定的值來復(fù)位初級電流，以及2個飽和電感器，即Lr1和Lr2是用來限制反向初級電流的。圖1的電力變壓器結(jié)構(gòu)與圖2(b)相同。

圖2 IZVS FB MMDC和IZVZCS FB MMDCFig.2 IZVS FB MMDC and IZVZCS FB MMDC

IZVS FB MMDC和IZVZCS FB MMDC的電路拓?fù)湫问捷^多。本文提到的2種典型拓?fù)湫问骄哂袀鹘y(tǒng)FB MMDC的所有優(yōu)點，而且具有初級開關(guān)上的電壓應(yīng)力更小，在大負(fù)載范圍內(nèi)獲得零電壓開關(guān)(ZVS)或零電流開關(guān)(ZCS)等優(yōu)點。考慮到寬范圍軟開關(guān)FB MMDC的不同的解決方案因為設(shè)計到的主單元增多，在系統(tǒng)性能、結(jié)構(gòu)復(fù)雜性和附加成本等方面都有很大的不同。因此，寬范圍軟開關(guān)FB MMDC和這些電路拓?fù)涞谋容^分析仍然具有研究價值。

2 具有次級調(diào)制的IZVS FB MMDC

2.1 工作原理

圖2(a)的關(guān)鍵波形如圖3所示，整個周期共有12個工作階段，前半個周期的6個工作階段如圖4所示。在分析前，先進行一些假設(shè)：拓?fù)渲械乃薪M件都是理想的；Lm1=Lm2=Lm；L1K1=L1K2=L1K；Im為磁化電流的峰值；每個開關(guān)的輸出電容用Cos表示，kT1和kT2為匝數(shù)比。

k′T=(kT1×kT2)/(kT1+kT2)。

圖3 IZVS FB MMDC的主要波形Fig.3 Key waveforms of IZVS FB MMDC

階段1：如圖4(a)所示，在t0之前，電路處于穩(wěn)定狀態(tài)。S1，S4，S5和S8導(dǎo)通；Do2導(dǎo)通；Sse2也導(dǎo)通，由于Do4關(guān)閉，流過Sse2的電流為零。vBC=vDE=Vin/2；vrect=Vin/kT2；i1p=i2p=Io/kT2；iL1k1=i1p+im1；iL1k2=i2p+im2；im1和im2隨時間線性增加，斜率為：

(1)

階段2：如圖4(b)所示，在t0時刻，Sse2以零電流關(guān)閉。vBC=vDE=Vin/2；vrect=Vin/kT2；i1p=i2p=Io/kT2；iL1k1=i1p+im1；iL1k2=i2p+im2；im1和im2繼續(xù)增加。

階段3：如圖4(c)所示，在t1時刻，Sse1開通；Do1開通，Do2關(guān)閉。vBC=vDE=Vin/2；vrect=Vin/2k′T；i1p=i2p=Io/k′T；iL1k1=i1p+im1；iL1k2=i2p+im2；im1和im2隨時間線性增加。

階段4：如圖4(d)所示，在t2時刻，由于C1、C4、C5和C8的存在，S1、S4、S5和S8同時在零電壓下關(guān)斷。在此間隔內(nèi)，im1和im2達(dá)到峰值Im并保持恒定。在vrect>0之前，存儲在輸出電感中的能量仍可用于對每個主開關(guān)的輸出電容進行充電或放電。當(dāng)vrect=0時，每個主開關(guān)上最終電壓的一半已充電或放電。因此，為初級開關(guān)獲得ZVS所需的諧振能量更少，這是IZVS FB MMDC的優(yōu)勢。在t3之后，電路將進入續(xù)流模式。直到此階段結(jié)束vC1=vC4=vC5=vC8=Vin/2和vC2=vC3=vC6=vC7=0。 階段5：如圖4(e)所示，在t4時刻，D2、D3、D6和D7自然導(dǎo)通。電路以續(xù)流模式工作，由于向iL1k1和iL1k2的端子施加負(fù)電壓，iL1k1和iL1k2減小；在此階段，必須打開S2，S3，S6和S7才能實現(xiàn)ZVS。

階段6：如圖4(f)所示，在t5時刻，S2，S3，S6和S7被接通；i1p和i2p沿反方向增大。當(dāng)這些電流達(dá)到-Io/kT2時，續(xù)流模式結(jié)束。在t6時刻之后，vBC=vDE=-Vin/2；vrect=-Vin/kT2；iL1k1等于i1p和im1的總和；iL1k2等于i2p和im2之和；im1和im2隨時間線性減小，斜率由式(1)確定。由于Do1關(guān)閉，流過Sse1的電流為0。在階段6之后，電路將開始后半個開關(guān)周期。

2.2 初級開關(guān)的ZVS條件

通過正確設(shè)計im1和im2，所有初級開關(guān)的負(fù)載電流都可以獲得低至0的ZVS。選擇上部模塊中的S2和S3作為示例進行描述。圖4(d)顯示了此過程的等效電路。在vrect衰減至0之前，負(fù)載電流仍可用于對相應(yīng)的電容器充電或放電。如上所述，在C1到C4兩端的最終電壓的50%在vrect衰減到0之前已被放電或充電。因此，為了得到ZVS，需要擬合以下方程。

(2)

(3)

(4)

將式(4)代入式(3)得：

圖4 IZVS FB MMDC的工作狀態(tài)Fig.4 Operation stages of IZVS FB MMDC

(5)

因此，S2和S3可以獲得由式(5)決定的Lm特定值的零負(fù)載電流ZVS。

2.3 次級開關(guān)的ZCS條件

如圖3—4所示，所有次級開關(guān)均可獨立于負(fù)載電流獲得ZCS。選擇Sse2作為示例進行描述。如圖4(a)所示，Sse2在此階段處于打開狀態(tài)。但是，由于施加到Do4的反向電壓，流過Sse2的電流為零。如圖4(b)所示，Sse2以零電流關(guān)斷。因此，可以最小化次級開關(guān)的開關(guān)損耗。

2.4 匝數(shù)比

輸出由初級和次級開關(guān)之間的相角調(diào)節(jié)。IZVS FB MMDC的匝數(shù)比應(yīng)根據(jù)輸入電壓范圍進行設(shè)計。在最大輸入電壓下，S1和Sse1之間的相位角為0；初級通過Ts2為負(fù)載供電。隨著輸入電壓的減小，S1和Sse1之間的相角增大，并且初級通過Ts1和Ts2為負(fù)載供電。因此，kT2為：

(6)

并且kT1可以通過式(7)得到。

(7)

對于輸入600～800 V，輸出50 V的變換器(樣機使用)，kT2可由式(6)決定，取值為16；根據(jù)式(7)，得到kT1=48。

2.5 占空比損耗

將t5—t6之間的時間定義為占空比損耗時間，并繪制相應(yīng)的狀態(tài)在圖4(e)和圖4(f)中。初級側(cè)電流為：

(8)

當(dāng)ikp=-Io/kT2,k=1,2時，續(xù)流模式結(jié)束，間隔時間為：

(9)

占空比損耗為：

(10)

3 比較評估

3.1 占空比損耗

由漏感引起的占空比損耗是PS控制的DC-DC轉(zhuǎn)換器的缺點。較大的占空比損耗需要考慮變壓器匝數(shù)比的影響，這會降低變換器的性能。IZVS FB MMDC的初級電流是TL波形，因此，IZVS FB MMDC的占空比損耗相對于其他FB MMDC較小。IZVZCS FB MMDC的初級電流在續(xù)流階段會重置為零，并且由漏感引起的占空比損耗要比IZVS FB MMDC小。IZVZCS FB MMDC的初級復(fù)位時間可以通過占空比升壓來補償，因此，該轉(zhuǎn)換器的占空比損耗最小。表1給出了占空比損耗的比較，額定負(fù)載電流下的占空比損耗和修正的變換器匝數(shù)比(考慮占空比損耗)。

表1 占空比損耗的比較和修正的變換器匝數(shù)比Tab.1 Comparison of duty cycle loss and modified converter turns ratio

3.2 軟開關(guān)負(fù)載范圍

將軟開關(guān)負(fù)載范圍定義為：

(11)

式中：Io_rate為額定輸出電流，20 A。Io_min為確保開關(guān)ZVS的最小負(fù)載電流。

1)前導(dǎo)開關(guān)

隨著IZVS FB MMDC中前導(dǎo)開關(guān)的勵磁電流增加，前導(dǎo)開關(guān)可以獲得低至0負(fù)載電流的ZVS。

2)滯后開關(guān)

通過適當(dāng)?shù)脑O(shè)計，IZVS FB MMDC的滯后開關(guān)可以獲得低至零負(fù)載的ZVS。IZVZCS FB MMDC的滯后開關(guān)在ZCS模式下工作，在額定負(fù)載電流的Dp_max下可以確保ZCS工作。表2給出了前導(dǎo)開關(guān)和滯后開關(guān)的軟開關(guān)負(fù)載范圍。

表2 軟開關(guān)負(fù)載范圍Tab.2 Soft switching load rangep.u.

3.3 初級組件的相對額定電流

初級額定電流定義為：

Ip_rate=Io_rate/kT_ideal=20/12=1.667(A)

(12)

初級平均電流絕對值的相對率為：

(13)

式中Ip_AV為初級平均電流絕對值。

初級電流均方根值的相對率為：

(14)

式中Ip_RMS為初級電流均方根值。

IZVS FB MMDC的勵磁電流較大，但是在半個周期內(nèi)的平均值是0，并且與負(fù)載電流同相。因此，IZVS FB MMDC的τC_AV和τC_RMS相對于其他FB MMDC較小。IZVZCS FB MMDC具有更小的τC_AV和τC_RMS。表3給出了所提出的兩種變換器的τC_AV和τC_RMS。

表3 初級組件的τC_AV和τC_RMSTab.3 τC_AVandτC_RMSof the primary components

3.4 功率損耗

圖(1)—(2)中所提及的FB MMDCs電路拓?fù)鋼p耗主要包括開關(guān)管損耗、變壓器損耗和二極管損耗等[13]。

1) 開關(guān)管損耗

功率開關(guān)管損耗主要包括：開通損耗和關(guān)斷損耗。以開通損耗為例，主要包括兩部分：容性開通損耗和開通過程中流過開關(guān)管的電流IL轉(zhuǎn)移(這部分電流通過未完全開通的溝道而產(chǎn)生損耗)。這兩種損耗都表現(xiàn)為電壓和電流的交疊。

容性開通損耗的值等于開通前存儲的能量，因此有：

(15)

式中：Cr為開關(guān)管的寄生電容和吸收電路電容的容值；Um為開關(guān)管關(guān)斷時的電壓值。

對開關(guān)管開通時的電壓和電流做線性化處理，另一部分損耗為：

(16)

表4 兩種變換器的δS_loss和δC_loss (Vin=800 V)Tab.4 The δS_loss and δC_lossof the two converters (Vin=800 V)

表5 增加器件和成本比較Tab.5 Added component comparison

式中tr為開關(guān)管的開通時間。

同理可以得出開關(guān)管的關(guān)斷損耗PS-2，結(jié)合式(15)—(16)可以得出開關(guān)管的總損耗。

(17)

式中tf為開關(guān)管的關(guān)斷時間。

2) 二極管和變壓器損耗

次級整流二極管的損耗主要包括3部分：關(guān)斷損耗(PD_off)、通斷損耗(PD_on)、通態(tài)損耗(PCon)。整流器二極管損耗PD為：

PD=PD_off+PD_on+Pcon

(18)

變壓器損耗主要分為2部分：鐵損和銅損Pwinding_N。鐵損耗分為渦流損耗Pe和磁滯損耗Ph。變壓器損耗PT為：

PT=Pwinding_N+Ph+Pe

(19)

3) 功率損耗分布

考慮到其他因素會影響功率損耗的測量精確性，下面將對開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗做歸一化處理。

相對開關(guān)損耗可以定義為：

(20)

式中Po為輸出功率。

相對導(dǎo)通損耗可以定義為：

(21)

式中PC_loss為相應(yīng)的傳導(dǎo)損耗。

IZVS FB MMDC的勵磁電流增大以幫助初級開關(guān)ZVS，并且電流的峰值可以隨著輸入電壓的增加提供更多的諧振能量。因此，IZVS FB MMDC的初級開關(guān)的損耗相對于其他FB MMDC較小。當(dāng)Vin=800 V時，初級開關(guān)和次級開關(guān)之間的相角為零，并且IZVS FB MMDC的初級電流遠(yuǎn)小于其他FB MMDC的初級電流。由于IZVS FB MMDC需要兩個次級開關(guān)，因此向變換器增加了次級傳導(dǎo)損耗和開關(guān)損耗。但是，IZVS FB MMDC的效率仍然高于其他FB MMDC。由于IZVZCS FB MMDC占空比損耗較小，導(dǎo)通損耗也較小，并且IZVZCS FB MMDC的前導(dǎo)開關(guān)的關(guān)斷損耗也較小，導(dǎo)致初級開關(guān)的開關(guān)損耗較小。因此，IZVZCS FB MMDC的效率也比較高。表4給出了兩種變換器的損耗分布。

3.5 增加器件及成本比較

表5為所提的兩種軟開關(guān)FB MMDC拓?fù)湓黾悠骷霸黾映杀镜谋容^。IZVS FB MMDC初級電路沒有增加元件，主電路相對簡單。此外，由于初級器件的數(shù)量較少，而且連接相對簡單，因此在初級需要較小的面積來確保安全的電氣間隙。因此，IZVS FB MMDC的初級電路體積較小、比較緊湊，適用于高壓輸入的工業(yè)應(yīng)用裝置。IZVZCS FB MMDC拓?fù)涞某跫夒娐吩黾恿藘蓚€換向輔助電路，以擴大滯后開關(guān)的ZVS范圍，次級加入Sse和Cse來復(fù)位一次電流。因此，IZVZCS FB MMDC同樣適用于高壓應(yīng)用。

4 實驗結(jié)果

本章對所提出的兩種變換器進行測試實驗，并和圖1所示的傳統(tǒng)FB MMDC進行做了效率對比。

傳統(tǒng)的PS FB電路包括2種工作模式：ZVS和ZVZCS。IZVS在前導(dǎo)開關(guān)和滯后開關(guān)上都實現(xiàn)了ZVS。由于變壓器漏感和輸出電感的存在，在前導(dǎo)開關(guān)關(guān)閉時電流不會突變，只實現(xiàn)ZVS。IZVS模式具有良好的開關(guān)特性和高通態(tài)損耗。對于ZVZCS，實現(xiàn)了前導(dǎo)開關(guān)的ZVS和滯后開關(guān)的ZCS。ZVZCS模式具有較低的通態(tài)損耗和電流超調(diào)。本文討論的2種FB MMDCs與傳統(tǒng)FB MMDC相比具有明顯的優(yōu)勢。例如，IZVZCS FB MMDC主開關(guān)上的電壓應(yīng)力較小，無需額外的初級鉗位裝置以及模塊化的主結(jié)構(gòu)，并且兩種電路的初級開關(guān)都可以在較大的負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS或ZCS。

圖5為實驗的相關(guān)波形。IZVS FB MMDC的波形如圖5(a)至圖5(i)所示。圖5(a)為開關(guān)管S1和S5的端電壓波形。正常工作時，IZVS FB MMDC初級開關(guān)的截止?fàn)顟B(tài)電壓分布均勻，并且中點電容的中點電壓穩(wěn)定，均為Vin/2，Vin、Vcin2和io如圖5(b)所示，即使在輸出動態(tài)瞬間，輸入電容的中點電壓也保持平衡。圖5(c)為初級變壓器的端電壓vT1p和諧振電感L1k1的電流波形，iL1k1不是定值，因為i1m增大以幫助初級開關(guān)ZVS。由于i1m與負(fù)載電流不同相，所以增加的初級電流有效值較小，因此增加的傳導(dǎo)損耗也較小。vBC沒有續(xù)流時間，因此輸入電流紋波也很小。圖5(d)為輸出電感Lo的電流和次級整流電壓波形，次級整流電壓是TL波形，可以顯著減小輸出濾波器的體積。在圖5(e)中提供了iL1k2的波形。軟起動期間的vBC和iL1k1的波形如圖5(f)所示。S1開通和關(guān)斷時，門極-發(fā)射極和集電極-發(fā)射極的電壓波形如圖5(g)和(h)所示。在圖5(g)中可以看出，當(dāng)S1的集電極-發(fā)射極的電壓降至0時，S1的門極-發(fā)射極的電壓遠(yuǎn)低于其開通的電壓閾值，S1實現(xiàn)ZVS。圖5(i)為SSe1的電壓和電流波形，可以看出通過SSe1能獲得ZCS。

IZVZCS FB MMDC的波形如圖5(j)至圖5(n)所示。圖5(j)為初級變壓器的端電壓vT1p、諧振電感L1k1的電流和輸出電感電流波形，iL1k1由次級鉗位電容復(fù)位，并在整個整流階段保持為零，因此滯后開關(guān)可以獲得ZCS。另外，初級循環(huán)能量為0。在圖5(k)中提供了iSe的波形。SSe的門極信號和初級電流如圖5(l)所示，次級開關(guān)在續(xù)流階段開始時導(dǎo)通，以復(fù)位初級電流。圖5(m)是S1的門極驅(qū)動電壓和端電壓波形，當(dāng)S1的集電極-發(fā)射極電壓降至零時，S1的門極-發(fā)射極電壓遠(yuǎn)低于其開通的電壓閾值，S1實現(xiàn)ZVS。圖5(n)是S1和S5的端電壓波形，正常工作時，IZVZCS FB MMDC初級開關(guān)的截止?fàn)顟B(tài)電壓分布均勻，并且中點電容的中點電壓穩(wěn)定，均為Vin/2。

圖5 實驗波形Fig.5 Experimental waveforms

圖(1)—(2)中所提及的FB MMDCs電路的效率計算如式(22)所示。

(22)

式中：Po為電路的輸出功率；Pin為電路的輸入功率。

圖6是圖1和圖2中各變換器的效率對比。效率測試時，考慮控制器和驅(qū)動器的輔助電源，同時還包括風(fēng)機功率。當(dāng)輸入電壓600 V，輸出電容Cos等于1nF時，輸出電流變化下各變換器的效率如圖6(a)所示，圖2(a)和(b)的效率高于圖1，因為圖2(a)和(b)的所有初級開關(guān)的軟開關(guān)范圍都比較寬。如圖6(a)所示，圖2(b)的輕載效率略低于圖2(a)，因為圖2(b)的前導(dǎo)開關(guān)的損耗略高;而圖2(b)的重載效率略高于圖2(a)，這是由于圖2(b)滯后開關(guān)的關(guān)斷損耗更小，導(dǎo)通損耗更低。當(dāng)輸入電壓600 V，輸出電容Cos等于10 nF時，輸出電流變化下各變換器的初級開關(guān)具有較大輸出電容時的效率曲線如圖6(b)所示，開關(guān)的關(guān)斷損耗隨輸出電容的增大而減小，但由于ZVS負(fù)載范圍較窄，導(dǎo)通損耗可能增大。由于圖2(a)中所有初級開關(guān)仍能在較寬負(fù)載范圍內(nèi)獲得導(dǎo)通損耗較小的ZVS，故圖2(a)的效率高于其他變換器。因此，圖2(a)中的變流器可以通過更靈活地選擇導(dǎo)通損耗，關(guān)斷損耗和傳導(dǎo)損耗之間的平衡來獲得最佳的效率性能。圖6(c)和圖6(d)為輸出電流20 A，輸出電容Cos分別為1 nF和10 nF時，不同輸入電壓下的效率對比。效率曲線隨輸入電壓的增大而減小。由于磁化電感可以提供更多的諧振能量，圖2中的變換器在高輸入電壓條件下具有更高的效率。

圖6 效率比較波形Fig.6 Efficiency comparison waveforms

5 結(jié)論

本文針對2種改進的寬范圍軟開關(guān)的FB MMDCs進行了詳細(xì)說明，并對所提出的改進型變換器進行了比較評價。實驗結(jié)果與理論預(yù)測相符。圖2(a)和圖2(b)中的變換器與傳統(tǒng)FB MMDCs相比，具有占空比損耗小、軟開關(guān)范圍寬、導(dǎo)通損耗小、初級電路更簡單、更緊湊等明顯的優(yōu)點。因此，這兩個轉(zhuǎn)換器更適合具有模塊化的高輸入電壓應(yīng)用。此外圖2(a)的二次整流電壓為TL波形，降低了輸入和輸出濾波器的要求。圖2(a)中的變換器是可用于可控多輸出端口高輸入電壓應(yīng)用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。