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        雙向LLC諧振變換器諧振電感磁集成方案

        2021-02-03 07:11:50楊玉崗張立飛宋寧寧
        電源學(xué)報(bào) 2021年1期
        關(guān)鍵詞:模態(tài)變壓器

        楊玉崗,張立飛,宋寧寧,郭 瑞

        (遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院,葫蘆島 125105)

        雙向LLC諧振變換器是將LLC諧振變換器應(yīng)用于雙向隔離型DC/DC變換器中,利用LLC諧振變換器開關(guān)損耗小、變換效率高的優(yōu)點(diǎn),提高隔離型雙向DC/DC變換器的效率,所以研究雙向LLC諧振變換器具有重要的理論意義和實(shí)用價(jià)值,近年來人們雖已開展了卓有成效的研究工作[1-3],但對變換器中磁性元件集成的研究相對較少。磁性元件的品質(zhì)決定著開關(guān)電源的使用壽命,文獻(xiàn)[4-5]只對雙向LLC諧振變換進(jìn)行了基礎(chǔ)理論分析和參數(shù)設(shè)計(jì),并未提到將磁集成技術(shù)運(yùn)用到變換器中。對雙向LLC諧振型變換器的研究國內(nèi)處于理論基礎(chǔ)階段,國外已有簡單的應(yīng)用。

        本文首先對雙向LLC諧振變換器進(jìn)行了詳細(xì)分析,在保證變換器開關(guān)管MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor)能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS的基礎(chǔ)上,找到合適的磁集成方案,以實(shí)現(xiàn)減小變換器體積、增大功率密度和提高變換效率等目的,最后通過制作試驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

        1 雙向LLC諧振變換器

        本文研究的雙向LLC諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,該拓?fù)洳恍枰魏屋o助電路就能實(shí)現(xiàn)功率的雙向傳輸,且在雙向傳輸過程中不失傳統(tǒng)LLC諧振變換器的軟開關(guān)特性。圖1中,Lr1、Lr2為分別位于變壓器原、副邊的正、反向諧振電感,這2個(gè)分立電感,一方面增加變換器體積,減小功率密度;另一方面增大變換器磁件損耗,降低整機(jī)效率。而且諧振電感電流雙向變化,磁芯交變磁密較大,電感鐵損大,有必要進(jìn)行磁集成以減小鐵損及磁件體積。

        圖1 雙向LLC諧振變換器電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of bidirectional LLC resonant converter

        1.1 雙向LLC諧振變換器的主要波形分析

        雙向LLC諧振變換器正向穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)的主要波形如圖2所示。正向工作時(shí)為升壓,反向工作時(shí)為降壓,圖中,Vgs為全橋驅(qū)動電壓,iLr1和iLm為變壓器一次側(cè)諧振電感和勵(lì)磁電感電流,iLr2為變壓器二次側(cè)諧振電感電流,ids為變壓器二次側(cè)整流MSOFET體二極管電流。

        由圖2雙向LLC諧振變換器主要工作波形可知,工作周期內(nèi),電感電流平均值幾乎為0,即電感電流的直流分量為0,只存在交流分量,諧振電感電流雙向變化,造成鐵損增加;兩電感位于變壓器兩側(cè),繞組電壓受傳遞效率影響,波形(幅值和脈寬)并不相同,相位也不相同。

        圖2 雙向LLC諧振變換器主要工作波形Fig.2 Key working waveforms of bidirectional LLC resonant converter

        1.2 雙向LLC諧振變換器的工作模態(tài)分析

        以正向工作為例,在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi),變換器可分為8個(gè)工作模態(tài),前半個(gè)周期與后半個(gè)周期工作原理相同,只對前半周期的工作模態(tài)進(jìn)行分析,雙向LLC諧振變換器運(yùn)行模態(tài)等效電路如圖3所示。

        模態(tài) 1[t0~t1]:t0時(shí)刻,S11、S14實(shí)現(xiàn)零電壓開通 ZVS(zero voltage switching),勵(lì)磁電感電壓被鉗位,Lr1、Cr1,Lr2、Cr2分別發(fā)生串聯(lián)諧振,變壓器副邊有能量傳輸。

        模態(tài)2[t1~t2]:電感電流iLr1與勵(lì)磁電流iLm相等的時(shí)刻設(shè)為t1,開關(guān)管S11、S14關(guān)斷時(shí)刻為t2(即死區(qū)時(shí)間開始時(shí)刻),在這段時(shí)間內(nèi),Lr2、Cr2退出諧振,Lr1、Cr1與Lm發(fā)生LLC串并聯(lián)諧振,變壓器副邊無能量傳遞。

        模態(tài)3[t2~t3]:死區(qū)時(shí)間開始時(shí)刻為t2,結(jié)束時(shí)刻為t3,在這段時(shí)間內(nèi),要實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS,利用勵(lì)磁電感電流峰值讓即將開通的MOSFET的結(jié)電容放電,電壓降到0,而已關(guān)斷的MOSFET則同時(shí)將其結(jié)電容充電到輸入電壓,變壓器副邊同樣無能量傳輸。

        模態(tài)4:t3時(shí)刻,死區(qū)時(shí)間結(jié)束,MOSFET的結(jié)電容此時(shí)充放電完成,S12、S13實(shí)現(xiàn)ZVS,變壓器原、副邊開始有能量傳輸。

        由圖3的工作模態(tài)分析可知,在模態(tài)2和模態(tài)3變壓器副邊均無能量傳輸,原副邊隔離。采用耦合的方式將2個(gè)諧振電感集成,建立了原副邊的能量聯(lián)系,改變了雙向LLC諧振變換器的工作特性,且變壓器二次側(cè)諧振電感儲能通過變壓器反作用于一次側(cè),改變了諧振電感Lr1、諧振電容Cr1和勵(lì)磁電感Lm串并聯(lián)諧振工作狀態(tài),改變了變壓器一二次側(cè)電流電壓關(guān)系,影響開關(guān)管ZVS的實(shí)現(xiàn),通過傳統(tǒng)的基波分析法建立起來的電壓增益特性等一系列參數(shù)設(shè)計(jì)方法需要重新評估。

        圖3 雙向LLC變換器運(yùn)行時(shí)的模態(tài)等效電路Fig.3 Mode equivalent circuits of bidirectional LLC converter under operation

        2 變換器兩諧振電感的集成

        磁集成技術(shù)具有減小變換器體積、增大功率密度、減小輸入輸出紋波、改善開關(guān)電源的動態(tài)性能、減小磁件損耗以及提升變換效率等優(yōu)勢[6],已經(jīng)被廣泛應(yīng)用在DC/DC變換器中,磁性元件的集成通常分為兩大類:耦合集成與解耦集成。例如,交錯(cuò)并聯(lián)磁集成雙向DC/DC變換器中電感的集成屬于耦合集成的應(yīng)用,此類應(yīng)用中2個(gè)集成的電感具有相同的電壓波形(幅值和脈寬),允許存在相位差。

        而在本文雙向LLC諧振變換器中,兩諧振電感的波形不同,不適合傳統(tǒng)的耦合集成。從工作模態(tài)的分析可知,工作特性也不允許耦合集成。擬采用解耦集成的方式對諧振電感集成以減小變換器磁件體積,這種集成方法不改變變換器的工作特性,非常適合雙向LLC諧振變換器變壓器原副邊諧振電感集成。

        2.1 解耦集成原理

        解耦集成是將2個(gè)及以上分立磁件以零耦合的方式集成到一起,各元件間不會相互影響。解耦集成可分為2種方式:提供低磁阻磁路實(shí)現(xiàn)解耦與抵消繞組間的耦合作用實(shí)現(xiàn)解耦。以2個(gè)電感解耦集成為例,不同方案的解耦集成原理如圖4所示。

        圖4 解耦集成方案Fig.4 Decoupling integrated scheme

        圖4(a)中,線圈NLr11在中柱產(chǎn)生的磁通與線圈NLr12、NLr2在中柱產(chǎn)生的磁通相互抵消,實(shí)現(xiàn)兩電感的解耦集成;圖4(b)中,2個(gè)E形磁芯中柱進(jìn)行無縫連接,磁阻遠(yuǎn)小于開有氣隙的側(cè)柱,故NLr1、NLr2產(chǎn)生的磁通經(jīng)中柱形成回路,互相之間基本無耦合,改變側(cè)柱的長度以調(diào)節(jié)電感的大小,同樣實(shí)現(xiàn)了兩電感的解耦集成。

        2.2 解耦集成方案選擇

        圖4(a)方案要實(shí)現(xiàn)兩電感間完全無耦合,就要保證兩電感繞組的匝比與磁柱磁阻的比值相同,計(jì)算較復(fù)雜,而且存在磁芯磁通分布不均的問題,拆分繞組會造成漏感增加,解耦難度大,對于本文要求解耦精度大的場合尤其不適用;圖4(b)方案容易實(shí)現(xiàn),相較圖4(a)方案,可節(jié)省銅材且精度高,本文選擇圖4(b)所示解耦方案。

        2.3 樣機(jī)制作

        分立電感選用EI28型磁芯,集成電感由EI28型磁芯中的2個(gè)E對接而成,中柱不開氣息,2個(gè)側(cè)柱開氣隙以調(diào)節(jié)電感,同時(shí)防止磁芯飽和。集成磁件結(jié)構(gòu)如圖5所示,線圈NLr1、NLr2分別為變壓器原副邊諧振網(wǎng)孔中的諧振電感,從局部放大圖可以看出,中柱無氣隙,兩邊側(cè)柱開有氣隙,符合圖4(b)的解耦集成方案。

        圖5 集成磁件結(jié)構(gòu)Fig.5 Structure of integrated magnetic component

        在雙向LLC諧振變換器中,低高壓側(cè)諧振網(wǎng)孔參數(shù)不同,則兩諧振電感的感值不同,因此,繞線匝數(shù)不同。在制作實(shí)驗(yàn)集成電感樣品時(shí),對電感的調(diào)整以調(diào)節(jié)線圈匝數(shù)為主,氣隙長度為輔,但氣隙太大,擴(kuò)散磁通、旁路磁通大,造成損耗增加,氣隙太小又影響解耦集成效果,要折中選取,確保兩諧振電感實(shí)現(xiàn)零耦合,不影響LLC諧振變換器ZVS特性的實(shí)現(xiàn)。為了使變換器正反向運(yùn)行時(shí)工作特性一致,令Lr1=n2Lr2。實(shí)驗(yàn)用集成電感樣機(jī)如圖6所示,左側(cè)NLr1為低壓側(cè)諧振電感,右側(cè)NLr2為高壓側(cè)諧振電感。

        圖6 實(shí)驗(yàn)用集成電感樣機(jī)Fig.6 Integrated inductor prototype used in experiment

        3 實(shí)驗(yàn)

        搭建了一臺48~400 V/1 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī),實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表1。

        表1 主要參數(shù)Tab.1 Principal parameters

        電流波形的采集使用RIGOL RP1001C電流探頭,控制芯片采用DSP28335,雙向LLC諧振變換器運(yùn)行在正向、反向工作模態(tài)下的實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。

        由圖 7(a)、(b)可知,將實(shí)驗(yàn)用解耦集成電感樣機(jī)應(yīng)用到雙向LLC諧振變換器中,正向工作模式和反向工作模式均實(shí)現(xiàn)了ZVS,解耦集成后,工作特性互不影響,保證了 ZVS 的實(shí)現(xiàn);由圖 7(c)、(d)可知,在全負(fù)載范圍內(nèi),變換器均實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)壓輸出。

        圖8給出了變換器正反向工作時(shí),使用集成電感和分立電感的效率對比曲線。由圖可知,在正向和反向工作模式下,集成電感的使用均提高了變換器效率,在全負(fù)載范圍內(nèi)提升了0.3%~0.6%不等,個(gè)別點(diǎn)提升1%左右,這是因?yàn)槔@線在側(cè)柱包裹氣隙,渦流損耗增加,效率提升效果不明顯,可通過設(shè)計(jì)另一種能夠減小渦流損耗的磁芯結(jié)構(gòu)進(jìn)行改善。

        圖7 實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms

        圖8 效率曲線Fig.8 Efficiency curves

        4 結(jié)語

        通過對雙向LLC諧振變換器的工作模態(tài)及主要工作波形分析,得到該變換器變壓器原副邊2個(gè)諧振電感的集成方式不適合采用耦合集成的結(jié)論,進(jìn)而采用一種特殊的磁集成方案,即解耦集成。詳細(xì)分析了解耦集成的原理以及2種解耦方案,最后采用提供抵消磁阻磁路實(shí)現(xiàn)解耦集成的方案對雙向LLC諧振變換器中的諧振電感進(jìn)行了磁集成設(shè)計(jì)。最后,在一臺48~400 V/1 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上進(jìn)行了驗(yàn)證,結(jié)果證實(shí)了本文提出的解耦集成方案在雙向LLC諧振變換器中應(yīng)用的可行性和正確性,提高了變換器功率密度,提升了變換效率。

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