李洪珠，劉 艷，王秋實(shí)

（1.遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105；2.國(guó)網(wǎng)遼寧省電力有限公司鐵嶺供電公司，鐵嶺 112000）

由于不可再生能源的過度開發(fā)及其對(duì)人類生活環(huán)境造成的不良影響，綠色環(huán)保、可再生能源、光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電等新型能源日益得到全球關(guān)注。在這些能源的發(fā)電系統(tǒng)組成中，對(duì)電壓的輸入有較高的要求，而前級(jí)電源輸出又較低，因此研究出高增益的變換器顯得尤為重要[1-5]。

文獻(xiàn)[6]采用多個(gè)Boost變換器級(jí)聯(lián)來提高電壓增益，但是這種方式控制復(fù)雜，會(huì)影響轉(zhuǎn)化效率，而且并沒有減小開關(guān)管應(yīng)力，穩(wěn)定性也較差；文獻(xiàn)[7]采用多路輸入獲得高增益性能，但是沒有考慮到電源的成本；文獻(xiàn)[8]采用開關(guān)電容來提高電壓增益，但是在高電壓需求的場(chǎng)合，需要多個(gè)電容開關(guān)，增加了變換器的成本；文獻(xiàn)[9]采用耦合電感，雖然提高了電壓增益，但是電感電流紋波沒有改善；文獻(xiàn)[10-12]中的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有高增益及低電流紋波特點(diǎn)；文獻(xiàn)[13]中磁集成技術(shù)減小了變換器體積，改善了變換器的性能。

本文在傳統(tǒng)交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器基礎(chǔ)上，加入開關(guān)電容，用開關(guān)電感代替?zhèn)鹘y(tǒng)儲(chǔ)能電感，實(shí)現(xiàn)了高增益、低紋波等性能，為實(shí)際應(yīng)用提供了參考。

1 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文提出的帶開關(guān)電感交錯(cuò)控制高增益Boost變換器如圖1所示，新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的兩相Boost變換器并聯(lián)相比，增添了一組由電容C1和C2、二極管DC1和DC2以及二極管 DO1和DO2組成開關(guān)電容；并且將儲(chǔ)能電感用開關(guān)電感替代，每個(gè)開關(guān)電感單元包括電感L1和 L2（L3和 L4）及二極管D1、D2、D3（D4、D5、D6）組成，并采用磁集成技術(shù)將每相開關(guān)電感單元中的分立電感L1和L2（L3和L4）正向繞制到一個(gè)磁芯，再將兩相開關(guān)電感單元反向繞制到一個(gè)磁芯，最終將4個(gè)分立電感耦合成一個(gè)集成電感，從而減小了變換器的體積，其中正向耦合互感值為M1，反向耦合互感值為M2。

為了簡(jiǎn)化變換器的分析過程，首先作如下假設(shè)：

1）設(shè)電感L1=L2=L3=L4=L，且電流連續(xù)；

2）電容C1=C2=CO，兩端電壓持續(xù)不變；

3）所有器件均為理想器件。

圖1 本文Boost變換器Fig.1 Boost converter proposed in this paper

1.2 變換器工作模態(tài)分析

1.2.1 0＜D＜0.5

模態(tài) 1[t0，t1]，如圖 2（a）所示，開關(guān)管 S1開通狀態(tài)，開關(guān)管 S2關(guān)斷狀態(tài)，二極管 D1、D3導(dǎo)通，D2截止，電感 L1、L2并聯(lián)充電，D5導(dǎo)通，D4、D6截止，L3、L4串聯(lián)放電，電容 C1由回路“Uin－L3－L4－DC2－C1－S1”充電，電容 C2由回路“Uin－L3－L4－D2－DO2－S1”放電。此模態(tài)的電路表達(dá)式為

模態(tài) 2[t1，t2]，如圖 2（b）所示，在 t1時(shí)刻，開關(guān)管S1、S2均處于關(guān)斷狀態(tài)，D1、D3截止，D2導(dǎo)通，L1、L2串聯(lián)放電，電容 C1通過回路“L1－L2－C1－DO1－UO”放電；D4、D6截止，D5導(dǎo)通，L3、L4串聯(lián)放電，電容 C2由回路“L3－L4－C2－DO2－UO”放電。此模態(tài)的電路表達(dá)式為

模態(tài) 3[t2，t3]，如圖 2（c）所示，t2時(shí)刻，開關(guān)管 S1關(guān)斷，S2仍然開通，D4、D6導(dǎo)通狀態(tài)，D5截止?fàn)顟B(tài)，L3、L4并聯(lián)充電，D1、D3截止?fàn)顟B(tài)，D2導(dǎo)通狀態(tài)，L1、L2串聯(lián)放電，電容 C2由回路“Uin－L1－L2－DC1－C2－S2”充電，電容 C1由回路“Uin－L1－L2－C1－DO1－UO”放電。此模態(tài)的電路表達(dá)式為

模態(tài) 4[t3，t4]，如圖 2（d）所示，此模態(tài)與模態(tài) 2相同，開關(guān)管S1、S2均處于關(guān)斷狀態(tài)，一直持續(xù)到下個(gè)狀態(tài)開關(guān)管S1開通。

圖2 0＜D＜0.5不同模態(tài)等效電路Fig.2 Equivalent circuits in different modes when 0＜D＜0.5

1.2.2 0.5＜D＜1

模態(tài) 1[t0，t1]，如圖 3（a）所示，在 t0時(shí)刻，開關(guān)管S1、S2均為導(dǎo)通狀態(tài)，其中，D1、D3導(dǎo)通，D2截止，L1、L2并聯(lián)充電，iL1、iL2線性上升，D4、D6導(dǎo)通，D5截止，L3、L4并聯(lián)充電，iL3、iL4也線性上升，二極管 DC1、DC2和DO1、DO2均截止，電容C1和電容C2沒有能量的轉(zhuǎn)換，負(fù)載由電容CO供電，此狀態(tài)一直持續(xù)到t1。此模態(tài)的電路表達(dá)式為

模態(tài) 2[t1，t2]，如圖 3（b）所示，在 t1時(shí)刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，但 S1仍然導(dǎo)通，D1、D3導(dǎo)通狀態(tài)，D2截止?fàn)顟B(tài)，L1、L2繼續(xù)并聯(lián)充電，D5導(dǎo)通，D4、D6截止，L3、L4串聯(lián)放電，電容 C1由回路“Uin－L3－L4－DC2－C1－S1”充電，電容 C2由回路“Uin－L3－L4－C2－CO2－S1”放電。此模態(tài)的電路表達(dá)式為

模態(tài) 3[t2，t3]，如圖 3（c）所示，S2重新開通，且 S1也處于開通狀態(tài)，此模態(tài)與模態(tài)1相同，兩組開關(guān)電感充電，一直持續(xù)到t3時(shí)刻，模態(tài)3結(jié)束。

模態(tài) 4[t3，t4]，如圖 3（d）所示，開關(guān)管 S1關(guān)斷，S2仍然開通，D4、D6導(dǎo)通狀態(tài)，D5截止?fàn)顟B(tài)，L3、L4并聯(lián)充電，D1、D3截止?fàn)顟B(tài)，D2導(dǎo)通狀態(tài)，L1、L2串聯(lián)放電，電容 C2由回路“Uin－L1－L2－DC1－C2－S2”充電，電容C1由回路“Uin－L1－L2－C1－DO1－S2”放電。此模態(tài)的電路表達(dá)式為

0＜D＜0.5和 0.5＜D＜1 時(shí)，一個(gè)周期的主要波形分別如圖4和圖5所示。

圖3 0.5＜D＜1不同模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits in different modes when 0.5＜D＜1

圖4 0＜D＜0.5時(shí)一個(gè)周期的主要波形Fig.4 Main waveforms in a cycle when 0＜D＜0.5

圖5 0.5＜D＜1時(shí)一個(gè)周期的主要波形Fig.5 Main waveforms in a cycle when 0.5＜D＜1

2 變換器性能分析

2.1 電壓增益分析

2.1.1 0＜D＜0.5

由式（1）～式（3）可以得到電感 L1、L2的電流增加量和電流減少量，分別表示為

同理可以得到電感L3、L4的電流增加量和電流減少量，分別表示為

根據(jù)電感電流的伏秒平衡原理，由式（7）可得

同理，由式（8）可以得到

最后，由式（9）和式（10）可以得到電壓增益為

2.1.2 0.5＜D＜1

由式（4）～式（6）可以得到電感 L1、L2的電流增加量和電流減少量，分別表示為

同理可以得到電感L3、L4的電流增加量和電流減少量，分別表示為

根據(jù)電感電流的伏秒平衡原理，由式（12）可得

同理，由式（13）可以得到

最后，由式（14）和式（15）可以得到電壓增益為

由此可見，本文所提出的變換器相比于傳統(tǒng)的交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器，其電壓增益提高較大，特別是當(dāng) 0.5＜D＜1 時(shí)，是傳統(tǒng)變換器的 2（1+D）倍。

2.2 開關(guān)管電壓、電流應(yīng)力分析

在實(shí)際工作環(huán)境里，當(dāng)電壓增益大于6時(shí)，才考慮應(yīng)用高升壓Boost變換器，所以本文主要研究當(dāng)占空比大于0.5時(shí)。S1導(dǎo)通時(shí)，S1的電壓應(yīng)力為0；S1關(guān)斷時(shí)，S1的電壓應(yīng)力為

S2導(dǎo)通時(shí)，S2的電壓應(yīng)力為 0；S2關(guān)斷時(shí)，S2的電壓應(yīng)力為

由式（17）和式（18）可知開關(guān)管電壓應(yīng)力為輸出電壓的1/2，與傳統(tǒng)的交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器相比，其電壓應(yīng)力顯著下降。

根據(jù)對(duì)電路狀態(tài)的分析，可得開關(guān)管電流應(yīng)力為

2.3 電感電流紋波分析

本文提出的兩相開關(guān)電感單元的參數(shù)一樣，所以選取一相進(jìn)行分析，由于每相開關(guān)電感單元內(nèi)的兩個(gè)電感在一個(gè)周期內(nèi)的狀態(tài)完全一樣，所以分析占空比為0.5＜D＜1。設(shè)正向耦合系數(shù)k1=M1/L，反向耦合系數(shù)k2=M2/L，D'=1－D，根據(jù)圖5可知，耦合電感和分立電感時(shí)電感L1的穩(wěn)態(tài)電流脈動(dòng)分別為

式中：Ldis為分立電感；Lss為穩(wěn)態(tài)等效電感，表示為

由式（20）、式（21）得變換器采用耦合電感和采用分立電感時(shí)電感電流紋波的比值，即影響程度為

2種Bosst變換器性能對(duì)比見表1。

表1 變換器性能對(duì)比Tab.1 Comparison of performance between converters

2.4 動(dòng)態(tài)響應(yīng)分析

為了保證當(dāng)負(fù)載變化時(shí)變換器輸出穩(wěn)定，即良好的動(dòng)態(tài)特性，一般通過改變占空比來實(shí)現(xiàn)。采用耦合電感與采用分立電感時(shí)，當(dāng)增加占空比ΔD時(shí)電感L1的電流增量ΔiL1和分別為

在占空比D大于0.5時(shí)，本文拓?fù)涞牡刃簯B(tài)電感Ltr為

由式（24）、式（25）知，變換器采用耦合電感和采用分立電感時(shí)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的比值即影響程度為

3 耦合電感設(shè)計(jì)

3.1 電感耦合度設(shè)計(jì)準(zhǔn)則

根據(jù)式（23）和式（27）可以看出，穩(wěn)態(tài)電流紋波及響應(yīng)速度與k1、k2和D都有關(guān)聯(lián)，由式（21）和式（25）可以看出，非耦合電感情況下無法同時(shí)實(shí)現(xiàn)既減小穩(wěn)態(tài)電感紋波又加快動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。由式（20）和式（24）可以看出，耦合電感通過改變正向耦合系數(shù)k1以及反向耦合系數(shù)k2，既可以改善電流紋波，又可以加快響應(yīng)速度。設(shè)Leq為等效電感，包括Lss和Ltr，則Leq/L與k1、k2和D的關(guān)系如圖 6所示，當(dāng)k1分別為 0.2、0.5、0.7、0.9、1.0 時(shí)，每幅圖中曲線 1、2、3、4 分別對(duì)應(yīng) D 為 0.6、0.7、0.8、0.9 時(shí)不同 k2下的Leq/L值。

相比于分立電感的變換器，通過合理地設(shè)計(jì)帶有耦合電感的變換器，可以實(shí)現(xiàn)更小的穩(wěn)態(tài)電流紋波以及更快的變換器響應(yīng)速度。為此，應(yīng)滿足Lss/L＞1、Ltr/L＜1，由圖 6 可以看出，隨著 k1的增加最佳取值范圍也在增加，圖6（e）可以看出滿足條件的 k2最佳取值范圍是[－1，－0.5]。

3.2 電感耦合設(shè)計(jì)

磁性元器件是Boost變換器的重要組成部分，變換器發(fā)展方向?yàn)檩p、薄、小，同時(shí)磁性元器件的設(shè)計(jì)影響變換器的穩(wěn)態(tài)電流紋波及暫態(tài)電流響應(yīng)速度。本文使用“EE”形磁芯，對(duì)4個(gè)獨(dú)立電感進(jìn)行磁集成設(shè)計(jì)，從而實(shí)現(xiàn)電感的耦合，不僅簡(jiǎn)化電感的設(shè)計(jì)，而且改善了變換器性能。根據(jù)占空比設(shè)計(jì)磁集成器件耦合度，通過改變各電感繞組 L1、L2、L3、L4電流的方向來設(shè)計(jì)L1與L2、L3與L4正向耦合以及L1、L2與L3、L4反向耦合，同時(shí)可以通過改變橫軛的尺寸或改變氣隙的距離來改變耦合系數(shù)?！癊E”形耦合電感器如圖7所示。

圖6 耦合度關(guān)系曲線Fig.6 Curves of coupling relation

由圖7等效電路可得

正向耦合系數(shù)與反向耦合系數(shù)分別為

圖7 “EE”形耦合電感器Fig.7“EE”shaped coupling inductor

4 仿真驗(yàn)證

在PISM環(huán)境下，分析本文所提出的拓?fù)湓隈詈霞胺邱詈锨闆r下的電流紋波，以耦合和非耦合電感單元里的一個(gè)電感L1為例，其中，電源為12 V，電感為 10 μH,電容為 47 μF，輸出電阻為 10 Ω，占空比為0.65，其中iL1為耦合電感情況下的電流紋波，i'L1為非耦合電感情況下的耦合系數(shù)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)也加快了，仿真結(jié)果如圖8和圖9所示。

圖8 電流紋波仿真對(duì)比Fig.8 Comparison of current ripple simulations

圖9 動(dòng)態(tài)響應(yīng)仿真對(duì)比Fig.9 Comparison of dynamic response simulations

耦合電感情況下，電流紋波約為4 A，而獨(dú)立電感情況下的電流紋波約為8 A，由此可知，對(duì)電感進(jìn)行磁集成后，可以很大程度上減小支路電感紋波。

5 實(shí)驗(yàn)分析

根據(jù)本文所提出的高增益Boost變換器原理樣機(jī)，耦合電感測(cè)量值參數(shù)如表2所示。實(shí)驗(yàn)參數(shù)：輸入電壓Uin=12 V，占空比D=0.65，開關(guān)頻率fs=100 kHz，輸出電壓UO=110 V，獨(dú)立電感值：L1=L2=L3=L4=10 μH，正向耦合系數(shù)為 k1=0.96，反向耦合系數(shù)k2=0.8，電容C1=C2=47 μF，輸出電容CO=100 μD。

實(shí)驗(yàn)波形如圖10所示。輸出電壓如圖10（a）所示，輸入電壓為12 V，變換器電壓輸出大約為110 V，理論計(jì)算值為113.14，理論與實(shí)驗(yàn)基本一致，輸出達(dá)到了輸入的9.4倍。圖10（b）為開關(guān)管S1和S2兩端電壓，約為輸出電壓的1/2。圖10（c）為獨(dú)立非集成電感情況下支路電流紋波，約為8 A。圖10（d）為電感磁集成情況下支路電流紋波，約為4 A，與非耦合電感支路電流紋波對(duì)比約減少1/2。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論的正確性。

表2 耦合電感測(cè)量值Tab.2 Measurement values of coupling inductance

圖10 實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms

6 結(jié)論

本文提出的帶有開關(guān)電感/開關(guān)電容的高增益Boost變換器與傳統(tǒng)的交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器相比，有如下3點(diǎn)改進(jìn)：

（1）改善了電流紋波，為后級(jí)濾波電容減輕負(fù)擔(dān)，同時(shí)滿足大功率要求。

（2）加入開關(guān)電感及開關(guān)電容，極大地提高了變換器的電壓增益，同時(shí)減弱了開關(guān)管電壓應(yīng)力。

（3）引進(jìn)磁集成技術(shù)，改善了穩(wěn)態(tài)電流紋波及動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性，同時(shí)減小了變換器的體積。

本文拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)雖有以上改進(jìn)，但由于拓?fù)渲性黾恿硕鄠€(gè)二極管，增加了導(dǎo)通損耗；由于電壓應(yīng)力的不同導(dǎo)致實(shí)際選用器件的種類變多，后續(xù)需進(jìn)一步引進(jìn)軟開關(guān)和同步整流減小損耗。