張雅靜，李建國，王久和，張巧杰，熊鳴，陳騫

（1.北京信息科技大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，北京 100192；2.國網(wǎng)浙江省電力公司電力科學(xué)研究院，浙江 杭州 310014）

隨著人類對能源和環(huán)境問題的關(guān)注，清潔能源越來越多的受到重視，極大地推動(dòng)了光伏逆變器的發(fā)展[1-3]。微型逆變器避免了集中式逆變器由于熱斑效應(yīng)帶來的能量損失和電池組失效的問題，具有即插即用、易于安裝、靈活安全等特點(diǎn)[4-5]。為提高最大功率跟蹤效率，通常采用mF級電解電容來穩(wěn)定直流母線電壓以解決直流側(cè)二次脈動(dòng)問題，這極大地限制了微型逆變器的功率密度和壽命[6-8]。單級型微型逆變器直流側(cè)能量脈動(dòng)，即輸入輸出瞬時(shí)功率如圖1所示，圖1中Pac為交流并網(wǎng)功率，Ppv為光伏電池輸入功率。

圖1 輸入輸出瞬時(shí)功率Fig.1 Instantaneous power of input and output

為了提高微型逆變器的效率和功率密度，國內(nèi)外學(xué)者提出用功率解耦單元處理脈動(dòng)功率的思路[9-14]。文獻(xiàn)[9]采用功率解耦技術(shù)將解耦回路電流降低，從而提高了系統(tǒng)的效率。然而，該電路由于變壓器漏感能量無法釋放造成開關(guān)管電壓電流尖峰，系統(tǒng)效率較低。文獻(xiàn)[10]在推挽電路中加入了新型功率解耦單元，AC端口采用工頻控制全橋電路將饅頭波翻轉(zhuǎn)形成交流并網(wǎng)，這種解耦方式使得電路效率大大提高，300 W時(shí)最大效率達(dá)95%。文獻(xiàn)[11]提出了一種改進(jìn)的帶功率解耦的Flyback逆變器拓?fù)?，通過改變控制模式對傳統(tǒng)Flyback微型逆變器進(jìn)行了改進(jìn)。

文中首先介紹了具有處理功率脈動(dòng)能力的單級型微型逆變器拓?fù)錁?gòu)成原則。其次，提出了一種基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓?fù)洌⒎治隽似涔ぷ髟砑案髂B(tài)波形。該拓?fù)渫ㄟ^引入功率解耦單元回收直流脈動(dòng)功率，減小了直流支撐電容大小。最后，為驗(yàn)證拓?fù)涞挠行?，進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，100 W原理樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析及仿真結(jié)果的有效性。

1 單級型微型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.1 采用功率解耦技術(shù)的單級型拓?fù)錁?gòu)成

采用功率解耦技術(shù)的單級型微型逆變器通常由多個(gè)基本單元構(gòu)成，通常具備直流側(cè)PV端口、交流側(cè)并網(wǎng)端口和功率脈動(dòng)處理端口，三端口框圖如圖2所示。

圖2 功率解耦微型逆變器三端口框圖Fig.2 Three port diagram of micro-inverter with power decoupling circuit

直流側(cè)PV端口實(shí)現(xiàn)DC/AC變換，交流并網(wǎng)端口和功率脈動(dòng)處理端口實(shí)現(xiàn)AC/AC變換。輸入側(cè)與輸出側(cè)的瞬時(shí)功率差異可以通過功率解耦回路進(jìn)行處理，因此，功率脈動(dòng)處理端口需具有能量雙向流動(dòng)能力，從而減小PV端口的功率脈動(dòng)。交流并網(wǎng)端口的形式有多種，可以先生成準(zhǔn)直流再由工頻全橋逆變形成交流并網(wǎng)，也可以直接進(jìn)行逆變并網(wǎng)，還可以采用開關(guān)管串聯(lián)實(shí)現(xiàn)電流雙向流動(dòng)的形式。

1.2 采用功率解耦技術(shù)的單級型拓?fù)錁?gòu)成原則

采用功率解耦技術(shù)的單級型拓?fù)錁?gòu)成原則有：1）PV端口能完成DC/AC逆變；2）AC端口要實(shí)現(xiàn)AC/AC并網(wǎng)功能；3）功率脈動(dòng)處理端口實(shí)現(xiàn)AC/AC變換，且具備能量雙向流動(dòng)能力。

傳統(tǒng)方式中通常采用獨(dú)立的功率脈動(dòng)處理端口，并通過變壓器與其他端口進(jìn)行耦合，如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)的具有功率解耦能力的微型逆變器三端口電路Fig.3 Traditional three-port circuit of micro-inverter with power decoupling

圖3a中PV端口采用反激單元，功率脈動(dòng)處理端口為全橋單元。該拓?fù)浣怦疃丝谑褂盟闹婚_關(guān)管，結(jié)構(gòu)較復(fù)雜；圖3b在圖3a的基礎(chǔ)上進(jìn)行簡化，其他端口沒有變化，只是在功率脈動(dòng)處理端口采用兩只開關(guān)管串聯(lián)，實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)；圖3c中PV和功率脈動(dòng)處理端口均采用單橋單元；圖3d中PV端口、功率脈動(dòng)處理端口和AC端口分別采用推挽、全橋單元。圖3e在反激式單級逆變電路基礎(chǔ)上增加了反激功率脈動(dòng)處理端口。

2 基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓?fù)?/h2>

2.1 拓?fù)錁?gòu)成

一種基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓?fù)淙鐖D4所示。主電路包括原邊主開關(guān)管S1，S2，副邊開關(guān)管Sac1，Sac2及變壓器。功率解耦回路由 Sx1，Sx2，Sx0，Lx及 Cx組成，以虛線框在圖 4 中標(biāo)出。其中，Cx處理脈動(dòng)功率，D1，D2，Dx1，Dx2與開關(guān)管串聯(lián)實(shí)現(xiàn)單相導(dǎo)通，從而避免了反向電流對功率解耦回路的影響。該拓?fù)涞墓ぷ鞑ㄐ稳鐖D5所示。

圖4 基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓?fù)銯ig.4 New topology of single-stage isolated microinverter with power decoupling

圖5 新型拓?fù)涔ぷ鞑ㄐ蜦ig.5 Waveforms of the new topology

該電路有兩種工作模式。當(dāng)光伏電池板輸入功率大于并網(wǎng)功率Ppv＞Pac時(shí)，多余的能量將存儲(chǔ)在解耦電容 Cx上；反之Ppv＜Pac，存儲(chǔ)在 Cx的能量將釋放到主功率回路。

2.2 工作過程分析

2.2.1 模態(tài)一：Ppv＞Pac

圖6為模態(tài)一工作波形及其等效電路。

圖6 模態(tài)一工作波形及其等效電路Fig.6 Waveforms and equivalent circuit of mode I

模態(tài)一下，電路主要工作波形如圖6a所示，主開關(guān)管S1開通，與Sac1組成Flyback電路向網(wǎng)側(cè)傳遞能量，與此同時(shí)Sx0開通，多余的那部分能量先存儲(chǔ)在Lx中，然后Sx0關(guān)斷，Lx上的電流通過PV源續(xù)流同時(shí)給Cx充電。該過程中，拓?fù)淇梢缘刃С扇鐖D6b所示，由功率解耦單元和Flyback單元兩部分組成。

該階段變壓器原邊儲(chǔ)存的能量即為網(wǎng)側(cè)所需要的能量，如圖6中所示，變壓器原邊電流上升到最大值ip-peak，則有：

式中：Lm為變壓器原邊勵(lì)磁電感；Ts為一個(gè)開關(guān)周期；Uac，Iac分別為并網(wǎng)電壓和電流。

可得到：

將式（2）代入（1）中可得：

S1關(guān)斷時(shí)刻為ip值觸碰到正弦包絡(luò)，與此同時(shí)，Sx0開通，電感Lx上電流線性增大：

式中：D2為Sx0充電時(shí)間占空比。

由于PV源輸入功率為恒定值，所以根據(jù)功率平衡得：

其中

式中：D1，D2分別為S1及解耦電容充電時(shí)間占空比；ux為解耦電容上的電壓。

將式（4）、式（6）代入式（5）得：

其中，ux包含一個(gè)直流成分和一個(gè)以兩倍工頻進(jìn)行脈動(dòng)的量[12]。此時(shí)，脈動(dòng)功率被存儲(chǔ)于解耦電容中。

2.2.2 模態(tài)二：Ppv＜Pac

該模態(tài)下解耦電容放電，為網(wǎng)側(cè)提供一部分能量，圖7為該過程中主要電流、開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號波形及等效電路圖。

由于該拓?fù)涔ぷ髟贒CM狀態(tài)下，其工作過程主要分為四個(gè)階段，如圖7a所示，下面將詳細(xì)介紹。

第一階段：主開關(guān)管S1導(dǎo)通，能量由PV側(cè)傳遞到并網(wǎng)側(cè)，主開關(guān)管S1以固定占空比工作。當(dāng)原邊電流ip=i1p時(shí)，S1關(guān)斷，如圖7a所示。其中，ilp為原邊電流的有效值。至此第一階段結(jié)束，其等效電路如圖7b粗線所示。

根據(jù)能量守恒定律可知：

從而得到：

第二階段：由于直流側(cè)輸入功率Ppv小于網(wǎng)側(cè)輸出功率Pac，開關(guān)管Sx1導(dǎo)通，解耦電容釋放能量，變壓器原邊維持正向勵(lì)磁，如圖7a所示。當(dāng)原邊勵(lì)磁電流達(dá)到ip-peak時(shí)，該階段結(jié)束，其等效電路如圖7c粗線所示。

圖7 模態(tài)二工作波形及各階段等效電路Fig.7 Waveforms and equivalent circuit of modeⅡ

第三階段：開關(guān)管Sac1導(dǎo)通，Sac2續(xù)流，能量由原邊傳遞到副邊。直至副邊電流減小為零，該階段結(jié)束，其等效電路如圖7d粗線所示。

第四階段：由于該拓?fù)涔ぷ髟贒CM條件下，該階段所有的開關(guān)管都關(guān)斷，濾波電感Lf、電容Cf與電網(wǎng)續(xù)流，如圖7e粗線所示。

由上述分析知，變壓器原邊只存儲(chǔ)交流側(cè)所需要的那部分能量，多余的能量根本不通過變壓器原邊，與帶功率解耦的傳統(tǒng)Flyback逆變器相比，該拓?fù)渥儔浩鞔判緭p耗小，且主開關(guān)損耗也會(huì)降低；另外解耦回路只處理脈動(dòng)的那部分功率，解耦回路附加損耗降低，提高了系統(tǒng)的效率。

2.3 拓?fù)涔こ虘?yīng)用經(jīng)濟(jì)性分析

傳統(tǒng)單級反激逆變拓?fù)渲型ǔ２捎么笕萘?、低成本的電解電容處理直流?cè)的功率脈動(dòng)。目前，電解電容壽命通常在1 000 h左右，而光伏電池和電力電子器件的壽命可達(dá)到10 a。隨著業(yè)界對逆變系統(tǒng)可靠性要求的提高，必須考慮電容對系統(tǒng)可靠性的影響。本文提出的基于功率解耦的逆變拓?fù)渑c傳統(tǒng)反激逆變電路的對比如表1所示。

表1 拓?fù)鋵Ρ确治鯰ab.1 Comparison of the topology

從表中1可以看出，采用功率解耦技術(shù)后，可將直流支撐電容由mF級降低至μF級，可用壽命長、體積小的薄膜電容替換電解電容，系統(tǒng)體積變小。二次脈動(dòng)功率由功率解耦電路處理后，最大功率跟蹤（maximum power point tracking，MPPT）的跟蹤效率提高，這將提高整個(gè)系統(tǒng)的發(fā)電效率。另一方面，由于電路中增加了額外的開關(guān)器件，這將帶來額外的開關(guān)損耗以及成本的上升。

綜上所述，傳統(tǒng)反激電路具有成本低、效率高的優(yōu)點(diǎn)，而基于功率解耦技術(shù)的新型反激拓?fù)渚哂畜w積小、可靠性高的優(yōu)點(diǎn)。因此，工程應(yīng)用中需要針對系統(tǒng)的要求進(jìn)行合理的選擇。

3 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證該拓?fù)涞挠行?，搭建了基于仿真軟件Powersim（PSIM）的100 W仿真電路。

仿真實(shí)驗(yàn)仿真參數(shù)如下：輸出功率ppv=100 W，輸出電壓Udc=40 V，解耦回路電感Lx=10μH，解耦電容Cx=40μF，原邊勵(lì)磁電感Lm=6μH，開關(guān)頻率fs=100 kHz，濾波電感Lf=5 mH，濾波電容Cf=0.8μF，并網(wǎng)電壓uac=220 V/50 Hz，直流支撐電容Cdc=22μF。

圖8為該電路仿真波形，依次為直流輸入電流idc、交流并網(wǎng)電流iac、電網(wǎng)電壓uac以及解耦電容電壓ux。由于該拓?fù)渚哂卸鄠€(gè)工作模態(tài)，因此直流輸入電流峰值并不是固定的。

圖8 電路仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of the circuit

從圖8中還可以看出解耦電容電壓以兩倍電網(wǎng)頻率進(jìn)行脈動(dòng)，以120 V為基準(zhǔn)上下脈動(dòng)30 V左右。

圖9為兩種模態(tài)下的電流波形，圖9a為模態(tài)一電流波形，依次為輸入電流ii、主開關(guān)電流i1、解耦回路電流ix、變壓器副邊電流波形is1，原邊主開關(guān)管關(guān)斷后，副邊開關(guān)管隨即開通向網(wǎng)側(cè)傳遞能量，該過程中多余的能量先轉(zhuǎn)移到電感Lx上，然后再給Cx充電；圖9b為模態(tài)二電流波形，由于直流輸入功率小于并網(wǎng)輸出功率，解耦電容釋放能量，從而彌補(bǔ)這部分功率差異。

圖9 電流仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of current

傳統(tǒng)單級反激逆變器的仿真波形如圖10所示。分別給出直流側(cè)輸入電流idc和指令電流iref、輸入ua電壓以及交流側(cè)電壓uac和輸出電流iac波形。由圖10可以看出，不采用功率解耦時(shí)直流輸入電壓有較大脈動(dòng)，需要采用較大的直流母線電容濾波，以減小直流電壓紋波。并且，因二次脈動(dòng)功率的影響導(dǎo)致并網(wǎng)電流波形諧波含量（total harmonic distortion，THD）較大。100 W原理樣機(jī)解耦逆變實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。

圖10 傳統(tǒng)單級反激逆變器仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of the traditional flyback inverter

圖11 功率解耦逆變實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Experiment waveforms of the decopling circuit

圖11a為模態(tài)二工作波形，分別給出了開關(guān)管S1和Sx1驅(qū)動(dòng)波形和原邊電流波形ip；圖11b為解耦電容電壓以及輸出電流、電壓波形。交流并網(wǎng)電流THD為3.2%，滿足并網(wǎng)要求。該電路采用解耦技術(shù)降低了輸入母線支撐電容的大小和體積。解耦功率回路僅處理脈動(dòng)功率，降低變壓器磁芯損耗和開關(guān)損耗。

傳統(tǒng)單級反激并網(wǎng)逆變電路實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。

圖12 功率解耦逆變實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experiment waveforms of the traditional flyback inverter

圖12中給出了主開關(guān)管電壓us1，變壓器原、副邊電流ip，is及并網(wǎng)電流iac波形。傳統(tǒng)單級并網(wǎng)逆變器因二次脈動(dòng)的影響，并網(wǎng)波形的畸變率較大，采用功率解耦控制后可降低由此帶來的影響。采用功率解耦技術(shù)可以將直流支撐電容由mF級降低至μF級，從而可將傳統(tǒng)電路的電解電容替換為薄膜電容并且降低了直流母線電壓紋波，這將有效地提高了系統(tǒng)的壽命。

4 結(jié)論

本文提出了基于功率解耦的單級隔離型微型逆變器拓?fù)?，詳?xì)分析了電路工作特性，仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該拓?fù)涞挠行浴?/p>

本文提出的新型拓?fù)洳捎霉β式怦罴夹g(shù)，可用高性能薄膜電容替代電解電容，有效地提高了系統(tǒng)的壽命。本文提出的新型拓?fù)涞慕怦罨芈放c主功率回路相互獨(dú)立，這有效地降低了變壓器磁芯損耗。