徐 鼎 ，陳曉娟 ，胡 俊 ，袁婷婷

（1.中國(guó)科學(xué)院微電子研究所，北京 100029；2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京 100049）

X-Ku波段MMIC功率放大器是雷達(dá)和衛(wèi)星通信系統(tǒng)中的重要部件，應(yīng)用于T/R組件中發(fā)射鏈路的末級(jí)，與天線相連，將幅度較小的信號(hào)進(jìn)行功率放大。砷化鎵材料在增益、噪聲、功率等方面所展現(xiàn)的良好特征，使其非常適用于MMIC功率放大器的設(shè)計(jì)。因此，GaAs MMIC功率放大器在雷達(dá)和衛(wèi)星通信等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-3]。

對(duì)于雷達(dá)和衛(wèi)星等無(wú)線通信系統(tǒng)而言，其發(fā)射通道特性很大程度取決于功率放大器的性能。功放作為發(fā)射通道主要耗能模塊，其效率影響整個(gè)衛(wèi)星通信系統(tǒng)的能耗；功放的帶寬影響衛(wèi)星通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)吞吐量和傳輸速率。因此，如何在保證輸出功率的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)寬帶高效率的功率放大器成為一個(gè)研究熱點(diǎn)。對(duì)于寬帶設(shè)計(jì)，常用的電路結(jié)構(gòu)包括電抗匹配式[4-5]、平衡式[6-7]、分布式[8-9]和堆棧式[10-11]等。文獻(xiàn)[12]和[13]分別采用電抗匹配式和堆棧式實(shí)現(xiàn)了X和Ku波段具有良好寬帶特性的GaAs功放電路，工作頻率分別為 8～13 GHz和 12～16 GHz，但設(shè)計(jì)中未考慮諧波的影響，因而飽和效率較低，均小于35%。對(duì)于提高功放的效率，諧波抑制技術(shù)是最常用的方法之一。文獻(xiàn)[14]在匹配電路中引入諧波抑制網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)了最高飽和效率超過50%的Ku波段功率放大器，但其單級(jí)匹配網(wǎng)絡(luò)限制了寬帶傳輸能力，工作帶寬僅為2 GHz。在X-Ku波段，兼顧寬帶（工作帶寬5 GHz以上）和高效率（35%以上）的GaAs功率放大器報(bào)道較少，其難點(diǎn)主要在于：一方面，隨著頻率越高，晶體管最大增益和效率越低；另一方面，帶寬增加時(shí)，功放的阻抗匹配隨之變差，導(dǎo)致效率降低。

針對(duì)以上問題，提出了一種四分之一波長(zhǎng)微帶線做偏置網(wǎng)絡(luò)和多級(jí)電抗匹配相結(jié)合的設(shè)計(jì)方案，通過輸出端偏置網(wǎng)絡(luò)濾除二次諧波，并采用最佳效率圓進(jìn)行阻抗匹配，提高功率放大器的效率；采用低Q值多級(jí)匹配網(wǎng)絡(luò)，拓展功率放大器的寬帶特性。基于此方法，文中采用穩(wěn)懋公司0.15 μm增強(qiáng)贗式高電子遷移率晶體管（GaAs E-PHEMT）工藝，設(shè)計(jì)了一款9～15 GHz寬帶高效率功率放大器，其線性增益大于23 dB，飽和輸出功率大于28 dBm，功率附加效率為35%～45%。

1 電路整體設(shè)計(jì)

考慮管芯的功率密度和電路所需要的飽和輸出功率，輸出級(jí)采用2個(gè)8指90 μm寬的GaAs HEMT器件，單個(gè)晶體管輸出功率大于26 dBm，兩管合成功率大于28 dBm，并提供10 dB增益?？紤]電路所需要的增益，電路設(shè)計(jì)采用兩級(jí)放大結(jié)構(gòu)。電路的功率特性跟驅(qū)動(dòng)級(jí)器件柵寬也有很大關(guān)系，前后級(jí)柵寬驅(qū)動(dòng)比過大，則前級(jí)器件會(huì)產(chǎn)生過多不必要的直流功耗，致使電路效率降低；前后級(jí)柵寬驅(qū)動(dòng)比太小，則前級(jí)器件會(huì)工作在飽和區(qū)，致使電路功率整體壓縮，效率也會(huì)降低。驅(qū)動(dòng)級(jí)器件采用了一個(gè)6指60 μm寬的HEMT器件，驅(qū)動(dòng)功率大于18 dBm，增益大于12 dB，前后級(jí)總柵寬比為1∶4。這樣就能保證前級(jí)器件工作在線性區(qū)時(shí)能夠推動(dòng)后級(jí)器件，也避免前級(jí)直流電流過大，造成功耗浪費(fèi)。電路整體原理圖如圖1所示。

圖1 兩級(jí)功率放大器電路整體原理圖

1.1 漏端偏置網(wǎng)絡(luò)濾除二次諧波

當(dāng)輸入信號(hào)通過功放時(shí)，除了基波之外還會(huì)產(chǎn)生新的頻率分量，功放的非線性由此產(chǎn)生。假設(shè)功放的非線性可以用三階冪級(jí)數(shù)來(lái)表征，忽略高階非線性，則功放的輸入輸出關(guān)系可以表示為：

當(dāng)輸入信號(hào)為單音信號(hào)，即Uin=Ucosw0t時(shí)，輸出信號(hào)幅度為：

由式（2）中可以看到，基波和二次諧波輸出幅度分別為：

除了基波和直流分量外，最主要的頻率分量是二次諧波分量。因此，設(shè)計(jì)功率放大器時(shí)應(yīng)將二次諧波短路到地。文中采用四分之一波長(zhǎng)微帶線作漏端饋電的偏置電路，如圖2所示。

圖2 四分之一波長(zhǎng)傳輸線做諧波短路終端

漏端偏置四分之一波長(zhǎng)微帶線參與匹配，在基頻和高階奇次諧波頻處，該傳輸線呈現(xiàn)開路特性，而在偶次諧波頻率處呈現(xiàn)短路特性。通過回收二次諧波能量，晶體管輸出端的電壓和電流波形得以整形，減小兩者之間非零的交疊部分，從而降低了功耗，提高功率放大器的效率。引入四分之一波長(zhǎng)微帶線后，總的負(fù)載阻抗ZL為：

1.2 多級(jí)電抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

確定有源器件后，功率放大器的功率效率特性在很大程度上取決于輸出匹配電路。設(shè)計(jì)輸出匹配網(wǎng)絡(luò)首先需要確定器件的輸出阻抗，再通過合適的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)將其匹配至50 Ω。對(duì)文中使用的8×90 μm器件進(jìn)行l(wèi)oad-pull仿真，其結(jié)果如圖3所示。可以看到，GaAs HEMT器件的最佳功率匹配圓和最佳效率匹配圓的圓心并不重合，為了實(shí)現(xiàn)功放電路在寬頻帶內(nèi)的高效率傳輸，選取最佳效率圓的圓心阻抗作為器件的輸出阻抗，利用smith圓圖進(jìn)行阻抗匹配。

阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)通常有多種匹配結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，不同于窄帶的阻抗匹配，寬帶內(nèi)不可能每個(gè)頻點(diǎn)都達(dá)到最佳匹配。因此，需要折衷考慮帶寬、插入損耗和駐波比等指標(biāo)，選擇最佳的匹配網(wǎng)絡(luò)。為了進(jìn)一步抑制高次諧波，同時(shí)使插入損耗和回波損耗盡可能小，文中采用電抗匹配結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)輸出網(wǎng)絡(luò)。寬帶匹配遵循 Bode-Fano法則[15-16]：

圖3 8×90 μm器件最佳功率圓（細(xì)線）與最佳效率圓（粗線）

Bode-Fano法則揭示了帶寬與反射系數(shù)之間的制約關(guān)系，更大的帶寬通常會(huì)導(dǎo)致更高的最小反射系數(shù)。雖然是針對(duì)具體的RC無(wú)損網(wǎng)絡(luò)提出的，Bode-Fano法則同樣適用于其他復(fù)雜的匹配網(wǎng)絡(luò)。

以K節(jié)T型級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)為例，如圖4所示，為實(shí)現(xiàn)最佳帶寬匹配，每節(jié)的阻抗變換比應(yīng)為相同值，則有以下公式：

其中，RL是負(fù)載阻抗，K是T型網(wǎng)絡(luò)的節(jié)數(shù)，n是阻抗變換比，w0是阻抗匹配頻率。根據(jù)式（7）～（10），當(dāng) RL=50 Ω，Rs=15 Ω，f=13 GHz時(shí)，分別仿真出不同節(jié)數(shù)（K=1，2，3）T型匹配結(jié)構(gòu)的S（1，1）曲線，其結(jié)果如圖5所示。

圖4 K節(jié)級(jí)聯(lián)T型匹配網(wǎng)絡(luò)示意圖

圖5 節(jié)數(shù)K=1，2，3時(shí)T型網(wǎng)絡(luò)的S（1，1）仿真曲線及元件參數(shù)值

可以看到，節(jié)數(shù)K越大時(shí)，對(duì)應(yīng)的T型網(wǎng)絡(luò)的帶寬會(huì)越大，同時(shí)其Q值會(huì)越小。然而，節(jié)數(shù)越多會(huì)引入更多的無(wú)源元件，往往占用更多的面積，引入更大的插入損耗。折衷考慮上述指標(biāo)，電路的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)選取兩節(jié)T型匹配網(wǎng)絡(luò)，即可保證要求帶寬及駐波，也能有較小的插入損耗。級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)采用低通LC和高通CL的帶通網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)末級(jí)管芯輸入阻抗至前級(jí)管芯輸出阻抗的變換，保證足夠的功率到末級(jí)管芯；輸入匹配則采用兩階LC網(wǎng)絡(luò)和RC并聯(lián)穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)，保證整個(gè)電路的增益平坦度和駐波?；谶@些必要的匹配網(wǎng)絡(luò)，進(jìn)行電磁場(chǎng)仿真和無(wú)源參數(shù)的優(yōu)化，以實(shí)現(xiàn)所需的電路性能和較小芯片尺寸。最終的電路版圖照片如圖6所示。

圖6 兩級(jí)GaAs功率放大器照片（2.34 mm*1.25 mm）

2 測(cè)試結(jié)果及分析

2.1 小信號(hào)測(cè)試結(jié)果

功率放大器芯片通過導(dǎo)熱環(huán)氧樹脂焊裝在銅制測(cè)試夾具上，如圖7所示。在柵漏兩端并聯(lián)了兩個(gè)合適的接地電容，用以濾除電源的雜散，抑制片外偏置線可能造成的低頻振蕩，同時(shí)保證良好的射頻接地。

圖7 GaAs功率放大器封裝照片

功率放大器偏置條件為Vgs=0.6 V，Vds=4 V，測(cè)試頻率范圍為9～15 GHz。圖8為電路的S參數(shù)測(cè)試結(jié)果。

圖8 放大器小信號(hào)特性參數(shù)測(cè)試曲線

由圖8可知，放大器在9～15 GHz頻帶內(nèi)小信號(hào)增益約為23 dB，增益平坦度在±1.2 dB以內(nèi)，輸入回波損耗小于-9 dB。放大器在9～15 GHz頻率范圍內(nèi)具有較高的增益和良好的駐波特性。

2.2 大信號(hào)測(cè)試結(jié)果

大信號(hào)測(cè)試時(shí)放大器偏置條件與小信號(hào)一致，Vgs=0.6 V，Vds=4 V。圖9為飽和輸出功率和效率隨頻率的變化曲線，圖10為100 MHz雙音測(cè)試下輸出功率回退至19 dBm時(shí)的三階交調(diào)IMD3隨頻率的變化曲線。大信號(hào)相關(guān)特性測(cè)試結(jié)果表明，放大器在9～15 GHz頻帶內(nèi)飽和輸出功率大于28 dBm，飽和功率附加效率PAE為35%～45%，回退至19 dBm下的三階交調(diào)IMD3小于-34 dBc。

表1為近年來(lái)國(guó)外文獻(xiàn)和產(chǎn)品報(bào)道的X-Ku波段GaAs功放與文中的對(duì)比數(shù)據(jù)。與文獻(xiàn)[12-13]相比，可以看到文中所用功率放大器芯片在相似的帶寬內(nèi)有更高的效率指標(biāo)，這得益于二次諧波短路偏置網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，并采用最佳效率圓進(jìn)行阻抗匹配；與文獻(xiàn)[15-16]相比，所用功率放大器芯片具有相同水平的效率指標(biāo)，但由于對(duì)匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，因此其寬帶特性更佳。與文獻(xiàn)[14]相比，所用功放芯片工作帶寬更大，但效率相較稍低，一方面，是由于工藝的差異導(dǎo)致器件本身的性能不同，另一方面，說明功率放大器芯片在效率指標(biāo)上還有提升的空間。下階段的目標(biāo)是在原有的設(shè)計(jì)基礎(chǔ)之上，參考F類功率放大器的原理，在匹配網(wǎng)絡(luò)中引入除二次諧波外的更高次諧波的抑制網(wǎng)絡(luò)，在保證工作帶寬的同時(shí)盡可能地提高功率放大器的效率。

圖9 飽和輸出功率和功率附加效率隨頻率變化曲線

圖10 頻偏100 MHz下的實(shí)測(cè)IMD3曲線

3 結(jié) 論

文中基于0.15 μm GaAs PHEMT工藝，通過選取合適的器件和電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采取漏端偏置網(wǎng)絡(luò)濾除二次諧波和多級(jí)低Q匹配網(wǎng)絡(luò)的方法，實(shí)現(xiàn)了一款9～15 GHz寬帶高效率MMIC功率放大器。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，該放大器具有良好的效率、寬帶和線性度等特性，可應(yīng)用于雷達(dá)和衛(wèi)星通信等領(lǐng)域。

表1 同國(guó)外相似頻段產(chǎn)品和文獻(xiàn)的參數(shù)對(duì)比