陳 婷 姜 河 任士卿 盧 娟 陳悅持

（1.北京無線電計量測試研究所，北京100039；2.中國空間技術研究院通信與導航衛(wèi)星總體部，北京100094）

1 引 言

非線性網絡分析儀（Nonlinear Vector Network Analyzer）是近些年來繼大信號網絡分析儀之后發(fā)展起來的用于測量器件非線性特性的微波儀器［1］，主要用于測量功率放大器的非線性特性。工程師在進行功率放大器的設計時，利用非線性網絡分析儀的測量結果，可以進行建模、仿真，優(yōu)化放大器的設計流程，使得功率放大器的仿真設計更加高效和精準［2，3］。非線性矢網與傳統(tǒng)的矢網的一個根本區(qū)別是其測量的不再是頻率相同的信號，而是將諧波分量對基波的影響也考慮進去。非線性矢網能夠分析器件的入射端口和出射端口的各次諧波分量對被測器件輸出端口信號的影響。為了對諧波幅度和相位進行準確的表征，非線性網絡分析儀在校準時除了常規(guī)的矢量校準，還增加了諧波相位校準和絕對功率校準。校準后的非線性矢量網絡分析儀可以對被測件的輸入輸出端口的基波、各次諧波的幅度和相位進行準確的表征［4］。

對于傳統(tǒng)線性網絡分析儀來說，為了對其校準后的指標進行驗證一般需要一個或一組有標準值的檢驗件，通過校準值和檢驗件的標準值的比較，驗證網絡分析儀的技術指標，而檢驗件的標準值由更高一級的標準校準得到。對于非線性網絡分析儀來說，由于需要對基波和各次諧波的幅度和相位進行驗證，同樣需要一個性能穩(wěn)定的能產生豐富諧波的器件作為標準器，并且能夠通過更高一級的計量設備對其計量特性進行定標。

本文一方面設計了一種非線性檢驗件，該檢驗件的核心器件為非線性傳輸線（NLTL），具備穩(wěn)定可知的基頻及其各次諧波分量，能夠作為非線性S 參數(shù)檢驗件對非線性網絡分析儀的技術指標進行驗證。另一方面研究了一種基于實時示波器的NVNA 諧波相位檢驗標準件的定標方法。相對于諧波相位來說，諧波幅度的定標相對較為容易，可以用校準后的頻譜分析儀等設備進行定標，屬于直接測量法且具有較高的測量準確度，而對于諧波相位的定標，則需要從時域信號著手，通過數(shù)據(jù)采集、傅立葉變換及相關的數(shù)據(jù)處理得到相對準確的定標結果。

2 非線性檢驗件的設計

本項目采用非線性傳輸線模塊作為諧波相位標準器的核心器件，非線性傳輸線為一類微波傳輸線，在特定條件下呈現(xiàn)高阻特性。當在其上周期性的放置一系列電壓反偏置肖特基二極管時，這時該傳輸線工作在強色散狀態(tài)下，輸入的脈沖信號在經過該器件時邊沿講發(fā)生壓縮，上升或下降時間最高可達到皮秒量級［5］?？紤]最理想的情況，輸入信號為單頻的正弦波時，在該非線性傳輸線的輸出端將激勵出豐富的諧波分量，這些諧波分量的譜線像梳子的結構，各個譜線之間時離散的，正因為有如此之多的諧波分量，所以利用非線性傳輸線的這一特性將其作為NVNA 的諧波相位標準器開展諧波相位的檢驗［6］。與其它結構的梳狀譜發(fā)生器相比較，非線性傳輸線電路在設計時不需要考慮匹配特性以及不需要加入偏置電壓，所以在電路結構上容易設計、便于調試，特性相對穩(wěn)定，適合作為諧波相位驗證件使用。其原理和等效圖如圖1 所示。

本方法中的核心器件為非線性傳輸線，為了使電路較少的受負載匹配特性以及入射信號的電平的影響，以使得諧波分量穩(wěn)定，設計了相應的前端電平穩(wěn)定電路以及后端均幅電路，易于作為非線性諧波相位檢驗電路。

目標設計指標如下。

1）輸入頻率范圍:600MHz ～1500MHz；

2）輸出頻率范圍:1GHz ～18GHz；

3）輸入信號功率:-10dBm ～8dBm；

4）輸出諧波幅度:＞-20dBm@6GHz，＞-25dBm@12GHz，＞-30dBm@18GHz；

5）輸出信號諧波相位重復性:sn＜2° （n=6）；

6）輸出信號諧波幅度重復性:sn＜0.2dB （n=6）。

2.1 非線性核心電路

非線性傳輸線的芯片有幾種，其中一種是由分立的肖特基二極管構成，這種電路造價低廉，寄生參數(shù)大、帶寬小，最小脈寬在90 皮秒左右，若要加大非線性傳輸線的帶寬，必須減小寄生參數(shù)。所以，本文中采用的是一種形式的非線性傳輸線，其采用GaAs 半導體技術，由單片模塊構成，最高帶寬可以達到40GHz 以上。

本文采用的非線性傳輸線芯片的入射信號頻率為600MHz ～1.5GHz，在非線性激勵下，輸出信號的諧波頻率在20GHz 以上。按照芯片的技術說明書要求，輸入電平不低于18dBm，而且輸出各次諧波幅度對輸入電平比較敏感，當輸入電平大于21dBm 時，敏感度將減小，在高頻波段保持不變。輸出頻譜的低頻波段，功率過大，應該采取相應幅度均衡技術，降頻該波段的功率電平。

2.2 前端電平穩(wěn)定電路

根據(jù)非線性傳輸線芯片的說明書要求，前端電平穩(wěn)定電路要求能將輸入給NLTL 器件的信號電平穩(wěn)定在21dBm。前端電平穩(wěn)定電路由檢波電路、積分電路、電壓參考電路及功率放大、衰減模塊構成。檢波器的控制電壓由電壓參考模塊產生的標準電壓信號給出，反饋環(huán)路由積分器及放大衰減模塊構成；正弦波輸出電平能夠穩(wěn)定在21dBm，電平變化不大于0.05dB/10℃。

圖2 前端電平穩(wěn)定電路圖Fig.2 Front ALC

2.3 后端均幅模塊

在NLTL 輸出端，為了使諧波信號的輸出電平更加均衡，需要增加均幅模塊。本項目NLTL 輸出電平的均衡增益拐點大致在3GHz，所以需要對3GHz 以下頻段進行漸變衰減。根據(jù)這個要求，設計由加載電阻和微帶枝節(jié)構成的均衡器，通過ADS 仿真優(yōu)化，使輸出信號電平隨頻率的響應小于10dB。

2.4 屏蔽盒及電路連接

由于非線性對干擾及互擾敏感，為了降低外部干擾，同時減小內部互擾，設計了屏蔽盒對外部和內部區(qū)域進行隔離，使各個不同區(qū)域的隔離度不小于幾十分貝。采用羅杰斯陶瓷板和多層FR-4 多層混壓技術的印制板，兼顧信號完整性與結構的緊湊。用SMA 電纜相連電源供電電路和射頻部分；屏蔽盒的底板為厚銅板，以此減小熱累積，提高散熱效率。

3 諧波相位定標

時域采樣變換到頻域分析是諧波相位的定標常采用的方法，通過周期脈沖信號與對應頻譜之間的相位關系實現(xiàn)相位定標。目前主要方式是通過電光取樣系統(tǒng)或取樣示波器進行時域采樣，再將時域信息傅氏變換得到頻域相位［7］。電光取樣系統(tǒng)的測量準確度很高，但系統(tǒng)構建比較復雜，國內具備電光取樣系統(tǒng)的實驗室比較少；取樣示波器法測量諧波相位時，要修正時基漂移、抖動與失真等時基誤差，如果修正不完善對諧波相位的定標值影響比較大。本文采用實時示波器進行諧波相位測量，相較于取樣示波器，實時示波器的時基誤差可以忽略，測量準確度更高。對實時示波器的要求是帶寬足夠寬，目前業(yè)界最高頻率的實時示波器頻率可達110GHz，本文采用的實時示波器帶寬為67GHz，完全滿足輸出諧波最高頻率為20GHz 的諧波相位標準器的對采樣率的要求。

3.1 諧波相位定標系統(tǒng)

定標系統(tǒng)的組成框圖如圖3 所示，信號發(fā)生器輸出的射頻信號分為兩路，一路作為觸發(fā)信號給示波器的觸發(fā)輸入口，另一路給被測諧波相位標準器作為激勵信號。諧波相位標準器輸出的諧波進入示波器的測量通道，示波器采集多個周期的信號作為一組，測量10 組信號，由計算機采集進行數(shù)據(jù)處理提取諧波相位。定標流程如圖4 所示。首先對10 組信號進行相關對準，再對該信號進行平均以去除噪聲的影響，對平均去噪后的信號進行傅立葉變換，從時域轉換到頻域，利用阻抗測量數(shù)據(jù)進行阻抗失配的修正，修正后的數(shù)據(jù)對相位信息進行接纏繞和去斜率處理，得到最終的諧波相位定標值。

圖3 諧波相位定標系統(tǒng)框圖Fig.3 Harmonic phase calibration system

3.2 數(shù)據(jù)處理

3.2.1 阻抗失配修正

非線性檢驗件的阻抗與示波器探頭的阻抗的不一致會導致阻抗失配，示波器測量得到的波形會失真，對傅里葉變換后頻域信號的幅度和相位產生影響，從而降低測量準確度，所以需要對阻抗失配加以修正［8］。

圖4 定標流程圖Fig.4 Calibration flow chart

為了修正阻抗失配，需要對非線性檢驗件的輸出阻抗和示波器的輸入阻抗進行測量，所用的設備為網絡分析儀。通過測量得到二者的反射系數(shù)，在對示波器測得的時域信號傅里葉變換到頻域后，在頻域上利用測得的反射系數(shù)修正阻抗失配對輸出信號幅度和相位的影響。

非線性檢驗件和示波器探頭間的阻抗失配的示意圖及信號流圖如圖5 所示。

圖5 阻抗失配原理示意圖Fig.5 Schematic diagram of impedance mismatch principle

由信號流圖得到公式為

式中:ΓHPR——非線性檢驗件輸出端反射系數(shù):ΓScope——示波 器 探 頭 入 射 端 反 射 系 數(shù)；ΓHPR，ΓScope——矢量網絡分析儀對二者的測得值；M——示波器測量時域信號后經傅里葉變換計算得到的頻域信號；HHPR——非線性檢驗件的輸出頻譜。

3.2.2 相位的解纏繞和去斜率

為了得到非線性檢驗件的各次諧波之間的相對相位關系，在上述阻抗修正后，需要對頻域信號的相位信息進行處理，進行解纏繞和去斜率運算。

由信號的離散傅立葉變換算法可知，通過對頻域信號的反正切運算得到相位信息，反正切的函數(shù)使得相位在-π 至+π 之間，所以存在相位折疊，也稱為纏繞。根據(jù)離散傅立葉變換性質，若數(shù)列x［n］的離散傅立葉變換的幅度譜為MagX［k］、相位譜為PhaseX［k］，當給該數(shù)列加一個延遲，即在橫軸上向右移動m個單位時，得到新的序列x［n+m］，計算x［n+m］離散傅立葉變換，得到延時后的幅度譜MagX［k］、相位譜PhaseX［k］ +2πmf，這里f為相位譜的頻率，范圍為0～0.5fs，fs為信號帶寬。fs的值可在實驗中根據(jù)具體需求確定。若示波器的采樣間隔為Ts，則fs為Ts的倒數(shù)。

上述變換中頻域附加的線性項2πmf是由于時域上的延遲導致的，該線性項使得頻域的相位譜線的斜率改變。當施加的延時不同時變化的斜率也不同，所以當進行諧波相對相位的計算時，由于時域取樣時間的不同，需要對這一斜率進行去除，編寫算法去掉不同的斜率以便于對非線性檢驗件的諧波相位進行比較。

最小二乘法可用于去除諧波相位斜率。首先對反正切變換得到的相位譜進行解纏繞，然后將一個斜率可變的線性分量疊加在解纏繞后的相位譜上，計算各個相位譜的方差，保留方差最小的相位譜作為目標相位。在編制算法時為了提高運算效率并保證結果的準確度，可先設置較大步進量的疊加斜率，如1°；以此步進量計算0°～360°斜率時的相位譜方差，得到此間最小方差對應的斜率與相位譜線。然后細化斜率遞進值，使其在此斜率的±1°范圍內以較小的間隔步進，如0.1°，返回最小方差對應的斜率與相位譜線，迭代該過程直到得到平坦的相位譜估計值。

4 實驗結果

諧波相位標準器的頻譜圖如圖6 所示。用頻譜分析儀測量可見在1GHz 信號的激勵下，產生間隔為1GHz 的諧波信號，這里最高測量到20GHz。基波信號功率在-13dBm 左右，各次諧波功率在（ -12～-30）dBm 之間。

圖6 諧波相位標準器頻譜圖Fig.6 Spectrum of harmonic phase standard

用校準后的NVNA 對其相位進行重復性測量，測量6 次，計算均值和實驗標準偏差，測量數(shù)據(jù)如下表所示?？梢?，6 次的諧波相位實驗標準偏差滿足本設計提出的指標要求，具有較好的諧波相位重復性，測量數(shù)據(jù)見表1。

用實時示波器對諧波相位標準器進行定標測量，對直接采集的數(shù)據(jù)按文中所述方法進行阻抗失配修正、相位的解纏繞，然后再和NVNA 測量得到的信號進行去斜率處理，得到的相位定標值及與NVNA 測量得到的差值見表2。

從上述測量數(shù)據(jù)可見，以諧波相位標準器為傳遞標準件，以示波器測得值作為定標值，在18GHz 范圍內，用NVNA 測得的諧波相位值誤差在±1°以內。

表1 諧波相位標準器相位重復性測量數(shù)據(jù)Tab.1 Phase repeatability measurement data of harmonic phase standard 單位（°）

表2 諧波相位標準器相位定標值比較Tab.2 Comparison of phase calibration values of harmonic phase standard 單位（°）

5 結束語

用非線性傳輸線作為核心器件，并設計相應的穩(wěn)幅、均衡電路，使得電路輸出諧波分量豐富、幅度均衡、相位穩(wěn)定，可作為檢驗網絡分析儀的諧波相位指標的標準器使用。通過高速實時示波器對其輸出信號采樣，進行傅立葉變換，并進行阻抗失配修正、相位解纏繞和去斜率處理得到諧波相位標準器的定標數(shù)據(jù)。使用高速實時示波器對諧波相位進行測量，較EOS 測量系統(tǒng)搭建簡單，又避免了取樣示波器測量時的時基抖動等問題，可以作為諧波相位標準器的定標方法之一。