姚緒梁 黃乘齊 王景芳 馬 赫 劉銅振

兩相靜止坐標(biāo)系下的永磁同步電動(dòng)機(jī)模型預(yù)測功率控制

姚緒梁 黃乘齊 王景芳 馬 赫 劉銅振

（哈爾濱工程大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 哈爾濱 150001）

為避免轉(zhuǎn)子位置角檢測誤差給永磁同步電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)帶來的不利影響，提高系統(tǒng)的可靠性，提出一種等價(jià)于d=0的永磁同步電動(dòng)機(jī)模型預(yù)測功率控制方法。該方法通過建立兩相靜止坐標(biāo)系下的電機(jī)增量模型，使用枚舉法對(duì)基本電壓矢量作用下的電流進(jìn)行預(yù)測，利用采樣得到的電壓及電流估計(jì)反電動(dòng)勢和轉(zhuǎn)子側(cè)瞬時(shí)功率值，然后通過功率價(jià)值函數(shù)選擇最優(yōu)電壓矢量。所提方法無需使用高分辨率位置傳感器檢測轉(zhuǎn)子位置角進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)解耦變換，可降低系統(tǒng)的復(fù)雜度。電機(jī)增量模型無需使用永磁體磁鏈參數(shù)預(yù)測電流，降低了算法對(duì)電機(jī)參數(shù)變化的敏感度。實(shí)驗(yàn)對(duì)比了所提控制方法與直接功率控制的穩(wěn)態(tài)功率波動(dòng)、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)和暫態(tài)響應(yīng)速度等指標(biāo)，證明了所提方法的有效性。

表貼式永磁同步電動(dòng)機(jī) 兩相靜止坐標(biāo)系 瞬時(shí)功率 預(yù)測控制

0 引言

逆變器饋電的永磁同步電動(dòng)機(jī)（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）具有功率密度高、效率高、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小等特點(diǎn)，已廣泛應(yīng)用在航空航天、船舶電力推進(jìn)、汽車與工業(yè)自動(dòng)化等諸多領(lǐng)域[1]。目前比較成熟的控制方法是矢量控制（Field Oriented Control, FOC）和直接轉(zhuǎn)矩控制（Direct Torque Control, DTC）。FOC使用轉(zhuǎn)子磁鏈定向，引入坐標(biāo)變換將定子電流解耦為轉(zhuǎn)矩電流分量和勵(lì)磁電流分量，擁有較好的穩(wěn)態(tài)性能，但轉(zhuǎn)子位置角檢測精度將直接影響系統(tǒng)的性能[2]。DTC構(gòu)造了相對(duì)獨(dú)立的轉(zhuǎn)矩滯環(huán)和磁鏈滯環(huán)結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)磁鏈和轉(zhuǎn)矩的直接控制，但存在低速性能差、開關(guān)頻率不固定等缺點(diǎn)?？紤]到矢量控制與直接轉(zhuǎn)矩控制存在的問題，各國學(xué)者開始尋求綜合提升系統(tǒng)性能的控制方法，如魯棒控制[3]、滑?？刂芠4]、模型預(yù)測控制[5-9]等。在這些先進(jìn)的控制方法中，有限集模型預(yù)測控制因其實(shí)現(xiàn)簡單，具有良好的動(dòng)態(tài)性能而受到廣泛的關(guān)注。

根據(jù)控制對(duì)象不同，有限集模型預(yù)測控制通常分為模型預(yù)測電流控制（Model Predictive Current Control, MPCC）[5-6]、模型預(yù)測轉(zhuǎn)矩控制（Model Predictive Torque Control, MPTC）[7]、模型預(yù)測磁鏈控制（Model Predictive Flux Control, MPFC）[8]。基于電機(jī)的數(shù)學(xué)模型，MPCC預(yù)測逆變器每個(gè)開關(guān)狀態(tài)下的電流響應(yīng)，并選擇可以將價(jià)值函數(shù)最小化的電壓矢量作為最優(yōu)電壓矢量。與FOC相類似，MPCC的性能也依賴轉(zhuǎn)子位置角檢測的準(zhǔn)確性。不同于MPCC，MPTC將價(jià)值函數(shù)中的dq軸電流替換為轉(zhuǎn)矩與定子磁鏈，由于控制變量具有不同的量綱，需要引入權(quán)重系數(shù)，而當(dāng)前權(quán)重系數(shù)的選取缺少明確的理論指導(dǎo)，設(shè)計(jì)過程復(fù)雜，不易得到最優(yōu)值[9]。

隨著瞬時(shí)功率理論的不斷完善[10]，功率作為控制變量被應(yīng)用于電機(jī)動(dòng)態(tài)控制方法中[11-14]。文獻(xiàn)[11]在永磁同步電動(dòng)機(jī)開環(huán)/控制方案的基礎(chǔ)上，通過電機(jī)的瞬時(shí)功率反饋值來調(diào)節(jié)電流矢量，實(shí)現(xiàn)電流矢量閉環(huán)。文獻(xiàn)[12]通過控制電機(jī)輸入瞬時(shí)有功無功功率來控制電機(jī)磁場和輸出轉(zhuǎn)矩，獲得了快速的轉(zhuǎn)矩動(dòng)態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)定的穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩。文獻(xiàn)[13]分析了逆變器輸出功率與電磁轉(zhuǎn)矩、定子磁場之間的關(guān)系，利用FOC坐標(biāo)變換的思想，給定電機(jī)所需的有功功率與無功功率，計(jì)算所需電壓矢量。該方法有效抑制了功率波動(dòng)，但其功率給定機(jī)制相對(duì)復(fù)雜且與轉(zhuǎn)子位置角采樣精度有關(guān)。文獻(xiàn)[14]借鑒DTC的思想，提出了基于開關(guān)表的直接功率控制方法（Direct Power Control, DPC），根據(jù)瞬時(shí)有功功率與無功功率滯環(huán)比較器的輸出，查詢開關(guān)表，選取合適的開關(guān)電壓矢量，從而對(duì)瞬時(shí)功率進(jìn)行直接控制以達(dá)到調(diào)速目的。直接功率控制形式簡單，但會(huì)帶來較大的功率波動(dòng)。

為避免轉(zhuǎn)子位置角檢測不準(zhǔn)對(duì)電機(jī)運(yùn)行性能造成的影響，同時(shí)降低電機(jī)運(yùn)行過程中的功率波動(dòng)，本文應(yīng)用瞬時(shí)功率理論對(duì)永磁同步電動(dòng)機(jī)的能量傳遞過程進(jìn)行分析，建立了兩相靜止坐標(biāo)系下的電機(jī)增量模型，得到了轉(zhuǎn)子側(cè)功率在兩相靜止坐標(biāo)系下的表達(dá)式，提出了一種永磁同步電動(dòng)機(jī)模型預(yù)測功率控制方法（Model Predictive Power Control, MPPC）。該方法無需使用轉(zhuǎn)子磁鏈定向，避免了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度。使用增量預(yù)測模型，降低了系統(tǒng)對(duì)參數(shù)變化的敏感度。采用轉(zhuǎn)子側(cè)有功功率、無功功率作為被控對(duì)象，避免了因價(jià)值函數(shù)中控制對(duì)象量綱不同而設(shè)計(jì)權(quán)重系數(shù)。與傳統(tǒng)的DPC方法相比，所提控制方法在電機(jī)運(yùn)行過程中的功率波動(dòng)更小。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該控制方法的有效性。

1 永磁同步電動(dòng)機(jī)瞬時(shí)功率數(shù)學(xué)模型

1.1 永磁同步電動(dòng)機(jī)數(shù)學(xué)模型

本文3s/2s變換采用恒功率變換，其變換矩陣為1。

式中，可表示電壓、電流及磁鏈。

假設(shè)磁路不飽和，空間磁場呈正弦分布，不計(jì)磁滯和渦流損耗影響，兩相靜止坐標(biāo)系下表貼式永磁同步電動(dòng)機(jī)的電壓方程為

其中，反電動(dòng)勢表示為

式中，α、β分別為電機(jī)a、b軸定子電壓；α、β分別為電機(jī)a、b軸定子電流；α、β分別為電機(jī)a、b軸反電動(dòng)勢；s、s分別為電機(jī)定子等效電阻和電感；f為電機(jī)轉(zhuǎn)子永磁體磁鏈；e和e分別為電機(jī)電角速度和轉(zhuǎn)子位置角。

1.2 瞬時(shí)功率分析

根據(jù)瞬時(shí)功率理論，系統(tǒng)輸入的有功功率與無功功率可表示為

根據(jù)式（2）和式（4）可得功率表達(dá)式為

對(duì)式（5）進(jìn)行分析，有功功率可分為三個(gè)部分：第一部分為定子電阻消耗的功率；第二部分為耦合磁場磁能變化的功率；第三部分為傳遞到轉(zhuǎn)子側(cè)的功率，即電磁功率。無功功率可分為兩部分：第一部分為耦合磁場吸收的功率；第二部分為傳遞到轉(zhuǎn)子側(cè)的無功功率，即為勵(lì)磁功率。由此可得傳遞到電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)的功率表達(dá)式為

1.3 轉(zhuǎn)子側(cè)功率與轉(zhuǎn)子磁場定向dq軸電流的關(guān)系

利用轉(zhuǎn)子磁鏈進(jìn)行定向，其變換矩陣為2。

根據(jù)式（3）與式（7）可以得到

利用2的逆矩陣，可以得到

結(jié)合式（8）對(duì)式（9）進(jìn)行分析，對(duì)于表貼式永磁同步電動(dòng)機(jī)，當(dāng)采用d=0的控制方法時(shí)，電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)無功功率e為0，電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)有功功率e與q軸電流q呈線性對(duì)應(yīng)關(guān)系。由此可見，靜止坐標(biāo)系下的轉(zhuǎn)子側(cè)無功功率給定值為0的控制方法與傳統(tǒng)d=0的控制方法等價(jià)。

2 模型預(yù)測功率控制方法

2.1 增量模型

考慮數(shù)字控制系統(tǒng)時(shí)序控制中存在的一拍延遲的問題，利用前向歐拉法將式（2）離散化，得到電流的離散方程為

利用s及(-1)s拍采樣得到的電壓和電流預(yù)測+1拍的電流、，從而利用預(yù)測得到的（+1）s的電流代替采樣電流進(jìn)行轉(zhuǎn)子側(cè)功率計(jì)算，補(bǔ)償了數(shù)字控制系統(tǒng)存在的延遲。延遲補(bǔ)償后，(+2)s時(shí)刻的電流可以表示為

與傳統(tǒng)電流預(yù)測方程式相比，利用式（14）對(duì)兩相靜止坐標(biāo)系下電流進(jìn)行預(yù)測，無需使用轉(zhuǎn)子位置角計(jì)算反電動(dòng)勢，同時(shí)避免了使用定子電阻及轉(zhuǎn)子磁鏈幅值，降低了系統(tǒng)對(duì)電機(jī)參數(shù)變化的敏感度。

2.2 轉(zhuǎn)子側(cè)功率預(yù)測

根據(jù)瞬時(shí)功率理論得到電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)功率離散方程為

傳統(tǒng)計(jì)算+2拍反電動(dòng)勢的方法需使用電機(jī)轉(zhuǎn)子永磁體磁鏈f、電機(jī)電角速度e和轉(zhuǎn)子位置角e。當(dāng)溫度升高電機(jī)永磁體磁鏈參數(shù)會(huì)發(fā)生變化，導(dǎo)致估計(jì)轉(zhuǎn)子側(cè)功率與實(shí)際轉(zhuǎn)子側(cè)功率產(chǎn)生偏差。假設(shè)永磁體磁鏈參數(shù)變?yōu)闃?biāo)稱值的倍，實(shí)際反電動(dòng)勢可表示為

因?yàn)?2拍電流使用增量模型進(jìn)行預(yù)測，因此反電動(dòng)勢偏差并不會(huì)對(duì)電流預(yù)測值產(chǎn)生影響，根據(jù)式（15）、式（16）得到實(shí)際轉(zhuǎn)子側(cè)功率與估計(jì)轉(zhuǎn)子側(cè)功率的關(guān)系為

為避免永磁體磁鏈參數(shù)變化及轉(zhuǎn)子位置角采樣誤差對(duì)系統(tǒng)帶來的不利影響，利用電機(jī)電壓方程對(duì)反電動(dòng)勢進(jìn)行估計(jì)，根據(jù)式（11）可以得到

當(dāng)采樣頻率為10kHz時(shí)，由于采樣頻率較高，可認(rèn)為(+2)s時(shí)刻的電角速度與永磁體磁鏈參數(shù)相對(duì)于(-1)s時(shí)刻沒有發(fā)生變化，但相對(duì)于(-1)s時(shí)刻，(+2)s時(shí)刻的轉(zhuǎn)子位置角發(fā)生了3es的偏移。因此利用-1拍反電動(dòng)勢估計(jì)+2拍反電動(dòng)勢，需要將該角度偏移進(jìn)行補(bǔ)償，根據(jù)式（3）可知

根據(jù)式（19）可以得到+2時(shí)刻反電動(dòng)勢與-1時(shí)刻反電動(dòng)勢之間的關(guān)系為

使用式（20）計(jì)算反電動(dòng)勢，無需利用永磁體磁鏈，降低了參數(shù)的敏感性，且不需要使用轉(zhuǎn)子位置角及電機(jī)轉(zhuǎn)速，避免了測量噪聲給系統(tǒng)帶來的不利影響。

轉(zhuǎn)子側(cè)有功功率給定值可由式（21）計(jì)算。

式中，eref是由PI控制器產(chǎn)生的參考電磁轉(zhuǎn)矩；m為機(jī)械角速度。轉(zhuǎn)子側(cè)無功功率給定eref為0。

利用價(jià)值函數(shù)來評(píng)估6個(gè)非零基本電壓矢量及零矢量對(duì)有功功率和無功功率的控制效果，使價(jià)值函數(shù)值最小的電壓矢量即為最優(yōu)電壓矢量。定義給定功率參考值與+2時(shí)刻的預(yù)測功率值之間偏差值的2-范數(shù)為價(jià)值函數(shù)為

MPPC方法的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。MPPC的算法流程如圖2所示。

首先利用拍及-1拍的定子電壓和定子電流進(jìn)行數(shù)字控制系統(tǒng)延遲補(bǔ)償，得到+1拍電流，隨后預(yù)測基本電壓矢量作用下+2拍的電流、反電動(dòng)勢及功率，根據(jù)價(jià)值函數(shù)對(duì)預(yù)測結(jié)果進(jìn)行評(píng)估并選出最優(yōu)電壓矢量在下一個(gè)控制周期發(fā)出。

圖2 MPPC控制算法流程

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

使用5.5kW的永磁同步電動(dòng)機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究，該電機(jī)的參數(shù)見表1。

表1 系統(tǒng)和控制參數(shù)

Tab.1 System and control parameters

系統(tǒng)控制器使用數(shù)字控制器TMS320F28335，三相橋逆變器使用三菱公司的PM50RL1A060，電流傳感器采用LEM15-NP，電壓傳感器采用LEM公司的LV25-P，實(shí)驗(yàn)環(huán)境如圖3所示。實(shí)驗(yàn)中定子電流使用電流探頭測得，其他變量由DA轉(zhuǎn)換器輸出到示波器上顯示。系統(tǒng)采樣頻率為10kHz。

由于實(shí)驗(yàn)中無法直接改變電機(jī)永磁體參數(shù)，針對(duì)本文所提控制方法，在仿真環(huán)境下對(duì)永磁體磁鏈參數(shù)變化的魯棒性進(jìn)行驗(yàn)證。以模型預(yù)測功率控制方法為基礎(chǔ)，將使用電機(jī)參數(shù)計(jì)算反電動(dòng)勢的方法與本文提出的反電動(dòng)勢估計(jì)方法進(jìn)行對(duì)比，仿真所用參數(shù)與前文給出的電機(jī)參數(shù)完全相同。當(dāng)電機(jī)運(yùn)行在1 500r/min，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為15N·m的條件下，永磁體磁鏈參數(shù)分別變化為標(biāo)稱值的0.8倍、1.2倍，仿真結(jié)果如圖4所示。

圖3 永磁同步電動(dòng)機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

圖4 參數(shù)變化影響

當(dāng)電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行在1 500r/min、負(fù)載轉(zhuǎn)矩為15N·m的條件下，電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩等于負(fù)載轉(zhuǎn)矩，理論上所需轉(zhuǎn)子側(cè)有功功率t為2 356kW。從仿真結(jié)果可以看出，當(dāng)永磁體磁鏈參數(shù)變化為標(biāo)稱值的0.8倍、1.2倍后，使用電機(jī)參數(shù)估計(jì)反電動(dòng)勢導(dǎo)致電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)有功功率無法跟蹤功率理論值，且電機(jī)轉(zhuǎn)子側(cè)無功功率波動(dòng)較大，而使用本文所提估計(jì)方法在永磁體參數(shù)發(fā)生變化后，轉(zhuǎn)子側(cè)功率仍能有效跟蹤理論值，因?yàn)樗峁烙?jì)方法并不需要使用永磁體參數(shù)來估計(jì)反電動(dòng)勢，有效提高了系統(tǒng)的可靠性。同時(shí)，因?yàn)閷?duì)電流、轉(zhuǎn)速的估計(jì)都無需使用轉(zhuǎn)子位置角，有效避免了轉(zhuǎn)子位置角采樣誤差對(duì)控制系統(tǒng)的影響。

為了驗(yàn)證本文所提方法在功率波動(dòng)抑制方面的表現(xiàn)，與傳統(tǒng)的直接功率控制方法（Direct Power Control，DPC）[14]進(jìn)行對(duì)比，測試條件為轉(zhuǎn)速1 500r/min，負(fù)載轉(zhuǎn)矩30N·m。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖5所示，其中，ep-p表示有功功率峰-峰值，ep-p表示無功功率峰-峰值，ep-p表示電磁轉(zhuǎn)矩峰-峰值。本文使用轉(zhuǎn)矩紋波系數(shù)來評(píng)價(jià)電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，轉(zhuǎn)矩紋波系數(shù)定義為

功率紋波系數(shù)Δ%計(jì)算方法與轉(zhuǎn)矩紋波系數(shù)Δ%計(jì)算方法相同。

在穩(wěn)態(tài)情況下，MPPC的轉(zhuǎn)矩紋波系數(shù)Δ%約為18.6%，DPC的轉(zhuǎn)矩紋波系數(shù)Δ%約為27.1%。與DPC相比，使用MPPC控制方法使轉(zhuǎn)矩波動(dòng)降低了約8.5%。

為進(jìn)一步驗(yàn)證MPPC在抑制功率波動(dòng)的能力，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為30N·m條件下，分別在300r/min、600r/min、900r/min和1 200r/min的條件下進(jìn)行測試，其有功功率波動(dòng)峰-峰值ep-p、無功功率波動(dòng)峰峰值ep-p、功率紋波系數(shù)Δ%如圖6所示。

由圖6可以看出，在不同轉(zhuǎn)速的情況下，MPPC控制方法相對(duì)于DPC控制方法都有效降低了運(yùn)行過程中的功率波動(dòng)。相比DPC控制方法，使用MPPC控制方法的功率紋波系數(shù)Δ%降低了約10%，驗(yàn)證了該方法在功率波動(dòng)抑制方面的有效性。

圖6 不同轉(zhuǎn)速下穩(wěn)態(tài)性能對(duì)比

負(fù)載轉(zhuǎn)矩為15N·m條件下，轉(zhuǎn)速給定由500r/min階躍為1 500r/min，其實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7所示。兩種控制方法轉(zhuǎn)速達(dá)到給定所需時(shí)間大約為0.43s。可見本文所提方法具有與DPC控制方法的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間大體相當(dāng)，均具有良好的動(dòng)態(tài)性能。但在加速過程中，MPPC的功率波動(dòng)、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)更小。

圖7 MPPC與DPC轉(zhuǎn)速突變實(shí)驗(yàn)對(duì)比

圖8為轉(zhuǎn)速為1 500r/min，負(fù)載轉(zhuǎn)矩由15N·m突變?yōu)?0N·m的實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比。突加負(fù)載時(shí)兩種控制方法均出現(xiàn)約90r/min的轉(zhuǎn)速跌落，隨后迅速回調(diào)，MPPC對(duì)負(fù)載轉(zhuǎn)矩突變的響應(yīng)速度幾乎與DPC相同，但MPPC的功率波動(dòng)、轉(zhuǎn)矩波動(dòng)更小。

圖8 MPPC與DPC轉(zhuǎn)矩突變實(shí)驗(yàn)對(duì)比

將傳統(tǒng)dq軸坐標(biāo)系下模型預(yù)測電流控制方法（MPCC）、直接功率控制方法（DPC）、本文所提控制方法（MPPC）算法程序執(zhí)行時(shí)間進(jìn)行對(duì)比，對(duì)比結(jié)果見表2。

表2 不同控制方法程序執(zhí)行時(shí)間

Tab.2 Program execution time of different control methods

可以看出直接功率控制方法與本文所提控制方法算法執(zhí)行時(shí)間接近。相對(duì)于傳統(tǒng)模型預(yù)測電流控制方法，本文所提控制方法將算法執(zhí)行時(shí)間減小了34%，原因是本文所提控制方法在兩相靜止坐標(biāo)系下執(zhí)行，避免了枚舉法選擇最優(yōu)電壓矢量過程中頻繁使用三角函數(shù)進(jìn)行計(jì)算。這有利于后續(xù)在此控制方法的基礎(chǔ)上加入電感參數(shù)辨識(shí)等算法，再次提高該控制方法的可靠性。

4 結(jié)論

為減小轉(zhuǎn)子位置角檢測不準(zhǔn)給電機(jī)性能帶來的不利影響，本文提出了一種永磁同步電動(dòng)機(jī)模型預(yù)測功率控制方法并得到以下結(jié)論：

1）本文提出的永磁同步電動(dòng)機(jī)模型預(yù)測功率控制方法完全在兩相靜止坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)，無需使用轉(zhuǎn)子位置角定向，避免了傳統(tǒng)電流控制方法中轉(zhuǎn)子位置角檢測誤差給系統(tǒng)性能帶來的不利影響。

2）使用增量模型預(yù)測電流，無需使用轉(zhuǎn)子位置角計(jì)算電機(jī)反電動(dòng)勢，降低了控制方法對(duì)參數(shù)變化的敏感度。

3）與傳統(tǒng)直接功率控制方法相比，在不犧牲動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的情況下有效減小了電機(jī)運(yùn)行的功率波動(dòng)和轉(zhuǎn)矩波動(dòng)。

4）不同于傳統(tǒng)模型預(yù)測轉(zhuǎn)矩控制，以轉(zhuǎn)子側(cè)有功功率、無功功率作為控制對(duì)象，兩者具有相同的量綱，無需為價(jià)值函數(shù)設(shè)計(jì)權(quán)重系數(shù)。

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Model Predictive Power Control of Permanent Magnet Synchronous Motor in Two-Phase Static Coordinate System

Yao Xuliang Huang Shengqi Wang Jingfang Ma He Liu Tongzhen

（School of Automation Harbin Engineering University Harbin 150001 China）

In order to avoid the adverse effect of rotor position detection error on permanent magnet synchronous motor (PMSM) speed control system and improve the reliability of the system, a model predictive power control method equivalent to thed=0 control method is proposed to improve the reliability of the system in this paper. Through the establishment of a motor incremental model in a two-phase stationary coordinate system, the enumeration method is used to predict the current under the action of the basic voltage vector, The sampled voltages and currents are used to estimate the back electromotive force and the instantaneous power on rotor side. Then, the cost function based on power are established to select the optimal voltage vector. The proposed method does not need to use a high-resolution position sensor to detect the rotor position angle for decoupling transformation of the rotating coordinate, which reduces the complexity of the system. The incremental model predicts currents without using permanent magnetic flux linkage parameters, which reduces the sensitivity of the algorithm to changes in the motor parameters. A comparative study between the proposed method and direct power control were conducted in terms of power ripples, torque ripples and dynamic response. The experimental results verify the effectiveness of the control method.

Surface-mounted permanent magnet synchronous motor(SPMSM), two-phase stationary coordinate system, instantaneous power, predictive control

TM351

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200416

高技術(shù)船舶科研計(jì)劃“高性能電動(dòng)甲板吊機(jī)研制”資助項(xiàng)目。

2020-04-27

2020-07-03

姚緒梁 男，1969年生，博士，教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)、船舶電力推進(jìn)技術(shù)。E-mail：yaoxuliang@hrbeu.edu.cn

王景芳 男，1984年生，博士，研究方向?yàn)榇蠊β首兞髌鞯闹C波抑制。E-mail：jingfangwang@hrbeu.edu.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）