翁志遠(yuǎn)，方 杰， 翁志剛 ，程 穎， 龔冬梅

(1.皖西學(xué)院電氣與光電工程學(xué)院，安徽六安 237012；2.皖西學(xué)院機(jī)械與車輛工程學(xué)院，安徽六安 237012)

0 引言

基于高壓SiC功率器件的電源系統(tǒng)是一種非常有吸引力的技術(shù)途徑[1].采用先進(jìn)的功率開關(guān)器件，如15 kV SiC絕緣柵極雙極晶體管(IGBT)，以此替代50 Hz配電變壓器.可以用更高的頻率來減小變壓器的尺寸和重量，使電源模塊重量輕，易于制造和安裝[2].例如，一個(gè)50 Hz，2.7 MVA變壓器重量超過6 t，并使用大量的銅.研究表明，如果開發(fā)并使用20 kHz SiC技術(shù)，輸出相同功率的電源模塊則可能實(shí)現(xiàn)減少3倍尺寸和重量.應(yīng)用SiC功率器件的磁壓縮電源模塊隨著開關(guān)頻率的提高，設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵在于如何使用ZVS和/或ZCS開關(guān)技術(shù)來減少功率開關(guān)損耗上[3-4].

電源模塊的結(jié)構(gòu)采用兩級式結(jié)構(gòu)，如圖1所示.它包含兩個(gè)環(huán)節(jié)電能變換過程：提供功率因數(shù)校正和無功功率調(diào)節(jié)的中壓(MV)整流器(AC-DC)環(huán)節(jié)；具有電流隔離和降壓功能的DC-DC環(huán)節(jié)，將高壓直流(HVDC)變換為低壓直流(LVDC).

圖1 電源模塊基本結(jié)構(gòu)Fig.1 Basic Structure of Power Module

采用兩級配置，可以大大簡化系統(tǒng)的復(fù)雜度和控制方案，因此，電源系統(tǒng)能夠獲得更高的可靠性和效率.SiC功率器件電源模塊除了電壓額定值的提高外，這些器件的開關(guān)速度也明顯快于商用的6.5 kV Si IGBTs，因此允許電源模塊在更高的開關(guān)頻率下工作.更高的工作頻率使高頻變壓器、電感和電容器的體積減小，從而獲得更高的功率密度和更輕的重量.其中電源模塊前級整流變換器將中壓10 kV配電網(wǎng)轉(zhuǎn)換為高壓直流，變換器的結(jié)構(gòu)為三相全控整流電路.功率開關(guān)器件擬采用15 kV SiC IGBT.后級將高壓直流轉(zhuǎn)變?yōu)樾枰牡蛪褐绷鳎p向DC-DC結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)電能的雙向傳輸.其中采用雙有源全橋(DAB)DC-DC變換器作為雙向DC-DC變換環(huán)節(jié)的核心.DAB是具有ZVS能力的中壓隔離DC-DC變換器，其結(jié)構(gòu)簡單對稱，易于啟動(dòng)和實(shí)施過流保護(hù).但是，在輕載條件下ZVS可能會(huì)丟失，高的關(guān)斷電流可能引起高關(guān)斷損耗，從而降低電源整體效率[5].

1 電源模塊的啟動(dòng)方案

對于兩級配置的磁壓縮電源模塊，最簡單的一種啟動(dòng)方案就是前文提到的逐級啟動(dòng)，即首先啟動(dòng)整流級、再啟動(dòng)DC-DC變換器.然而，該方案可能導(dǎo)致后級DC-DC變換器的高頻變壓器的電流相對偏高并且具有大的輸入浪涌.本文的重點(diǎn)是研究一種新的啟動(dòng)方案，最大限度地減少高頻變壓器電流.

對于DAB變換器的傳統(tǒng)控制方法是考慮每個(gè)橋臂開關(guān)死區(qū)時(shí)間下，采用固定占空比調(diào)節(jié).一次側(cè)和二次側(cè)全橋PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位移動(dòng)，以調(diào)節(jié)輸出電壓，這種控制方式可以被稱為移相調(diào)制(PSM)[3].然而，這種電壓輸出控制策略僅限于變換器的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行.在冷啟動(dòng)過程中，PSM會(huì)直接將電能從一次側(cè)傳輸?shù)捷敵鲭娙萜?，由于電源給輸出電容器快速充電會(huì)引起浪涌電流.這浪涌電流可能引起過大的應(yīng)力和熱量，導(dǎo)致DC-DC變換器中的功率開關(guān)發(fā)生故障.

在啟動(dòng)瞬態(tài)期間，變壓器電流ir可能過大，將導(dǎo)致高頻變壓器的磁飽和，以致產(chǎn)生更大的電流.這樣就會(huì)要求在設(shè)計(jì)直流變換器時(shí)選用應(yīng)力更大的功率器件以防止損壞.

在啟動(dòng)過程中，DAB變換器的輸入電壓Vin由整流級控制決定.移相角δ是DC-DC變換器控制器的輸出，控制器通常采用比例積分(PI)調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn).如果PI控制器設(shè)計(jì)合理，對δ的瞬態(tài)變化會(huì)快到可以忽略不計(jì).因此，在啟動(dòng)時(shí)δ將達(dá)到和保持最大值δm，此時(shí)變壓器電流將達(dá)到最大值.

圖2(a)給出了整流器軟啟動(dòng)過程示意圖.整流器首先通過開關(guān)器件的體二極管對高壓直流側(cè)濾波電容Cin充電，輸入串聯(lián)電阻用于限制充電電流大小.tR1和tR2為通過續(xù)流二極管給電容充電的是開始和結(jié)束時(shí)間.在二極管整流環(huán)節(jié)結(jié)束之后，繼電器將斷開充電電阻器，并且在tR2時(shí)刻使能整流器的閉環(huán)控制從而調(diào)節(jié)電容器電壓Vin，在tR3時(shí)刻電壓達(dá)到期望值.

圖2 電源模塊啟動(dòng)方案示意圖Fig.2 Schematic Diagram of Power Module start-up Program

圖2(b)所示為DC-DC變換器在整流器啟動(dòng)完成后被啟動(dòng)，Vout線性增加.因此，該方案I可看作逐級啟動(dòng)方法.t11和t21表示DC-DC變換器啟動(dòng)周期的開始和結(jié)束時(shí)間.

圖2(c)所示為提出的電源模塊啟動(dòng)方法.該方案II是以受控方式同步啟動(dòng)整流器和DC-DC變換器，可以在整個(gè)啟動(dòng)瞬態(tài)期間實(shí)現(xiàn)ir動(dòng)態(tài)值最小化.t12表示方案中閉環(huán)控制的起始時(shí)間，t22時(shí)刻表示方案的Vout達(dá)到額定值，此時(shí)δ = δm.δ在從t22到t32的時(shí)間內(nèi)將迅速降低到穩(wěn)態(tài)值.

如果Vin穩(wěn)定后DC-DC環(huán)節(jié)被直接啟動(dòng)，ir總是達(dá)到峰值后單調(diào)遞減.其結(jié)果表明，方案I的|ir|max是當(dāng)DC-DC變換器剛啟動(dòng)時(shí)在t11處|ir(0)|的值.因此，對于啟動(dòng)方案I，大的初始變壓器電流可能導(dǎo)致較大的輸入浪涌電流Iin.這是因?yàn)樵趖11處的|ir(0)|使得DC-DC變換器需要大的初始浪涌功率.

然而在整流器啟動(dòng)結(jié)束后，通過整流環(huán)節(jié)將Vin控制為常數(shù)，并且還有直流側(cè)大電容Cin的存在能夠防止電壓快速的變化.為了提供如此大的浪涌功率，DC-DC變換器將承受較大的Iin直流電流.而提出的方案II與DC-DC變換器是同步啟動(dòng)的，|ir|max發(fā)生在t22處，|ir(0)|在t12處為零，因此，所提出的啟動(dòng)方案的輸入浪涌電流 Iin理論上為零，因?yàn)樗某跏甲儔浩麟娏鳛榱?

2 仿真分析

通過仿真對提到的電源模塊啟動(dòng)過程的效果進(jìn)行驗(yàn)證.圖3描述了電源模塊的控制框圖.整流級采用三相雙回路D-Q矢量控制系統(tǒng).分別對輸入電壓uabc和電流iabc進(jìn)行D-Q變換，得到d軸、q軸分量.利用d軸電流對Vin進(jìn)行控制，以q軸電流為零點(diǎn)參考來實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制.對輸入電壓進(jìn)行鎖相得到電壓輸入相位，作為電流控制相位參考.內(nèi)部電流環(huán)D-Q控制結(jié)構(gòu)可參考傳統(tǒng)的D-Q控制.

DAB變換器采用固定占空比50%的移相控制，移相角δ作為控制變量來調(diào)節(jié)輸出電壓Vout.Vout的控制參考值為(Ns/Np)*Vin，以實(shí)現(xiàn)與整流器的同步啟動(dòng).Np和Ns分別是高頻變壓器的初級和次級線圈匝數(shù).針對DAB在冷啟動(dòng)時(shí)為了控制高頻變壓器勵(lì)磁涌流大的問題，可以在啟動(dòng)過程中根據(jù)直流母線電壓限制移相角δ的大小，實(shí)現(xiàn)開機(jī)過程的軟啟動(dòng).

DAB電壓閉環(huán)控制器的控制原理圖如圖4所示，通過采樣變換器輸出直流母線的電壓，并與電壓給定值進(jìn)行比較，將所得結(jié)果作為移相PWM控制的移相角δ的調(diào)制信號(hào)，最終產(chǎn)生IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào).其中Gid(s)為系統(tǒng)功率級傳遞函數(shù)，LPFv(s)為電壓采樣的低通濾波器傳遞函數(shù)，Gvc(s)為電壓環(huán)的PI補(bǔ)償器，控制量為移相角δ，Zo(s)是負(fù)載阻抗.

在PLECS中建立7.5 kW的電源模塊功率級與控制單元仿真模型，輸入交流380 V，直流母線電壓700 V，輸出直流30 V，前級整流模型如圖5所示，后級DAB變換器模型如圖6所示.

圖5 電源模塊整流級仿真模型Fig.5 Simulation Model of Power Module Rectifier

圖6 電源模塊DAB仿真模型Fig.6 Simulation Model of Power module DAB

電源模塊整流級的啟動(dòng)過程方案擬定為啟動(dòng)后通過串聯(lián)電阻抑制電容充電電流，在0.03 s將限流電阻短路，0.05 s啟動(dòng)整流級閉環(huán)控制環(huán)節(jié).分別將整流級的直接啟動(dòng)、限流電阻啟動(dòng)和設(shè)定的啟動(dòng)方案進(jìn)行了仿真，啟動(dòng)過程的仿真結(jié)果如圖7所示.可以看出由于給直流母線濾波電容充電，直接啟動(dòng)時(shí)直流母線電流Idc瞬時(shí)達(dá)到了100 A，直流母線電壓迅速達(dá)到700 V，交流輸入端也產(chǎn)生了很大的浪涌電流.串聯(lián)限流電阻啟動(dòng)能夠很好的抑制浪涌電流，由于電阻分壓使得直流母線電壓低于額定值.擬定的啟動(dòng)方案首先限流電阻啟動(dòng)，在t1時(shí)刻短路限流電阻，t2時(shí)刻濾波電容充電完成，t3時(shí)刻啟動(dòng)整流級閉環(huán)控制，調(diào)節(jié)直流母線電壓達(dá)到額定值，啟動(dòng)過程中電壓和電流變化平穩(wěn)，浪涌電流得到有效的抑制.

圖8(a)和(b)給出了DAB變換器啟動(dòng)方案I與方案II的仿真結(jié)果，圖中分別對兩種啟動(dòng)方案的輸出電壓Vout與高頻變壓器電流Ir的仿真波形進(jìn)行了對比.方案I采用分級啟動(dòng)，可以看出由于啟動(dòng)開始時(shí)輸出電壓為零，在閉環(huán)控制作用下DAB變換器控制變量移相角δ達(dá)到最大值，使得啟動(dòng)電流瞬間達(dá)到最大.隨著輸出電壓的升高，控制變量移相角δ慢慢減小，使得的變壓器電流與與輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值，如圖8(a)所示.圖8(b)為采用軟啟動(dòng)的DAB變換器，由于與前級整流器同時(shí)啟動(dòng)，前級整流器為軟啟動(dòng)使得直流母線電壓Vab逐漸升高.因此后級DAB變換器在啟動(dòng)時(shí)控制變量移相角δ即使達(dá)到最大值，由于直流母線電壓很小，不會(huì)產(chǎn)生大的啟動(dòng)電流.同時(shí)在啟動(dòng)控制中根據(jù)直流母線的電壓大小來限定移相角的大小.從仿真波形可以看出在整個(gè)啟動(dòng)過程中電流變化平穩(wěn)，沒有大的過沖現(xiàn)象.通過仿真可以驗(yàn)證，與逐級啟動(dòng)方法相比，提出的電源模塊啟動(dòng)方法顯著提高了啟動(dòng)性能.

3 結(jié)論

兩級拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電源模塊，前級PFC整流變換器實(shí)現(xiàn)AC-DC變換.后級DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)直流隔離降壓.本文給出了具有最小變壓器電流響應(yīng)的兩級電源模塊的啟動(dòng)方案，該方案采用可控的方式同步啟動(dòng)整流器和DC-DC變換器，從而實(shí)現(xiàn)變壓器初級和次級電流動(dòng)態(tài)平衡.通過仿真驗(yàn)證了該啟動(dòng)方法能夠在不增加成本的情況下，實(shí)現(xiàn)高頻變壓器電流最小化，抑制了輸入浪涌.